一款IC開關電源的反激式變壓器設計方案(一)

　1〕反激式變壓器設計介紹

本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/201612/328092.htm

　　反激式電源變換器設計的關鍵因素之一是變壓器的設計。在此我們所說的變壓器不是真正意義上的變壓器，而更多的是一個能量存儲裝置。在變壓器初級導通期間能量存儲在磁芯的氣隙中，關斷期間存儲的能量被傳送給輸出。初次級的電流不是同時流動的。因此它更多的被認為是一個帶有次級繞組的電感。

　　反激電路的主要優勢是成本，簡單和容易得到多路輸出。反激式拓撲對於100W以內的系統是實用和廉價的。大於100W的系統由於著重降低裝置的電壓和電流，其它諸如正激變換器方式就變得更有成效。

　　反激式變壓器設計是一個反覆的過程，因為與它的變量個數有關，但是它不是很困難，稍有經驗就可快速和容易的處理。在變壓器設計之前的重點是定義電源參數，諸如輸入電壓，輸出功率，最小工作頻率，最大佔空比等。根據這些我們就可以計算出變壓器參數，選擇合適的磁芯。如果計算參數沒有落在設計範圍內，重複計算是必要的。利用網站上的EXCEL電子表格可以容易的處理這些步驟。

　　屬於ISMPS IC的IR40xx系列最初設計應用於準諧振方式，這意味變壓器工作於不連續模式（磁場不連續，當變壓器中的能量傳遞到次邊後磁場反回到零）。在PRC模式中的變壓器通常也工作於不連續狀態，若工作於連續狀態時工作頻率設置的很低（約20KHz時一般不實用，因為需要較大尺寸的磁芯）。因此本應用手冊僅包含不連續設計的實例。

　　2〕電源設計所需的標準

　　在開始變壓器設計之前，根據電源的規範必須定義一些參數如下：

　　1〕最小工作頻率-FMin

　　2〕預計電源效率-η≈0.85~0.9（高壓輸出），0.75~0.85（低壓輸出）

　　3〕最小直流總線電壓-Vmin如110V時最小輸入電壓85Vac,可有10V抖動）

　　4〕最大佔空比-Dm（建議最大值為0.5）

　　5）串聯諧振電容值-Cres〔建議取值範圍為100pf~1.5nf,見圖1〕

　　3〕變壓器設計步驟

　　首先計算總輸出功率，它包括所有次級輸出功率，輔助輸出功率和輸出二極體的壓降。通常主要輸出電流若大於1A使用肖特基二極體，小於1A使用快恢復二極體，當小電流輸出時輔助繞組可用1N4148整流（建議輔助電壓為18V,電流為30mA）

　　輸出功率（Po）計算的是總的輸出功率。

　　根據Po變壓器的初級電感可由下式計算出。

　　 圖1 IR40xx系列反激電路典型應用

　　下一步是計算初級，次級和輔助繞組的變比。下式給出初級（Np）和次級（Ns）變比的計算公式：

　　此處Vo是次級輸出電壓，VD是次級輸出整流管的正向壓降。一個好的方法是先計算次級每

　　伏的匝數，依此可計算出初級的匝數。輔助繞組的匝數NB可依下式算出。

　　對於多路輸出電源需要反覆計算找出最佳變比，需要對輸出電壓採取一些折中以確保匝數為整數，沒有半匝。

　　現在就可計算出帶氣隙磁芯的有效電感。這需要從磁芯生產商處獲得所需有氣隙磁芯的Alg值

　　或者使用標準磁芯通過研磨中間段得到所需的Alg值它也可以用下式由初級電感Lp（μH）和初級匝數Np計算出。

　　初級平均電流Iav可由假定效率η，所需總輸出功率Po及最小直流總線電壓Vmin算出。

　　所需初級峰值電流Ip可由下式算出

　　圖2給出不連續模式初級電流波形。可以看出在t1導通期間有一斜坡電流，其上升斜率受直流總線電壓和初級電感Lp控制，最終達到剛才所計算的峰值電流值Ip.在t2關斷期間初級無電流流過。在I=Ip處出現峰值磁通。由於IR40xx是自準諧振電路，t1與t2的轉換依賴於輸出負載和輸入電壓。計算時我們可採用變壓器最壞情況下的最低頻率，最低直流總線電壓和最大負載。

　 　圖2不連續反激電路初級電流波形

　　根據初級RMS電流I rms能夠算出所需導線線徑，見下式：

　　下一步是計算所需磁芯尺寸和氣隙。首先選擇磁芯尺寸，可以應用第五部分給出的磁芯類型和尺寸選擇適當的功率等級。根據下式由有效截面積Ae（cm2）計算出最大磁通密度Bm,作為磁芯選擇依據（Bm應在2000~3000高斯之間，低於2000磁芯未被充分利用，高於3000依據所用鐵氧體材料可能發生飽和）。

　　一個可選方法是由Bm（如2500）計算所需磁芯的最小Ae.見下式

　　通過改變次級匝數（Ns）可使Bm在所需範圍內，也可直接改變初級匝數（Np）。對於專門磁芯增加次級匝數將降低Bm,反過來減少次級匝數將增大Bm.

　　交流磁密BAC的應用可依據廠商提供的磁芯損耗曲線。它給出磁通的交流成分而不是峰峰值。這對不連續變壓器設計可很方便由下式算出

　　下一步是計算所需氣隙。這意味著先要計算無隙磁芯的相對導磁率μr,它可由磁芯參數Ae（有效截面積cm2），Le（有效磁路長度cm2），AL（電感係數nH/匝2）計算出

　　現在可以計算氣隙的厚度了。氣隙僅在磁芯的中間部分研磨，這樣有助於防止磁芯邊沿磁通洩漏對周圍元件產生EMI噪聲（然而對於發展中或小的產品用絕緣材料墊在磁芯外部獲得所需氣隙是可以接收的。但必須切記外部氣隙是計算值的一半）。Ig最小是0.051mm,這是Alg的約束和研磨容許誤差。Ig計算公式如下：

　　隨著參數的計算和確定我們現在需要計算合適的導線規格。首先需要根據實際骨架寬度（BW）計算可用骨架寬度（BWA），初級繞組（L）層數，餘留寬度（M）。初級可繞1,2層或3層但要儘量減少層數以降低初級繞組電容（也可用膠帶絕緣初級能有效的降低繞組電容）和漏電感。餘留尺寸取決於由系統輸入電壓和安全處理決定的所需絕緣程度（詳見第4部分變壓器結構）。另一可行辦法是次級

　　繞組絕緣增大3倍就無需餘留空間，這一方法通常應用於主要考慮變壓器尺寸的場所，此發能減小變壓器尺寸，但通常引起成本增加

　　現在根據可利用的繞組寬度計算出初級導線規格，由初級匝數計算出包括絕緣層在內的導線外（OD,mm）。計算的目的是為了讓初級繞組覆蓋整個骨架寬度以產生最強的耦合

　　現在由第5部分的導線規格表（它是個好的開始）或者廠商提供的合適的導線規格表可以選擇與所計算OD值相匹配的導線規格。依此能得到導線的圓密爾值（CM），進一步可以計算初級繞組電流容量（它是反推電流密度的基礎）它被定義為「圓密爾每安培」或CMA

　　計算的CMAp值應在200~500之間，低於200的電流密度太高，它會導致發熱和功率損耗，高於500導線未被利用到額定電流容量值。如果計算的CMAp低於200需重複計算，可以增加繞組層數或選擇大一規格的磁芯。

　　如果CMAp高於500就減少繞組層數或小一規格的磁芯進行重複計算。作為一個規範初級導線規格應在26AWG之內。這是因為在高頻時電流只在導線表面流動，大規格導線的中心沒有被利用，電流集中在導線表面，這樣就減小了導線有效栽流截面。可以用多股導線克服這以問題，例如多股標準26AWG導線可給出相同的有效CMA.

　　現在我們需要計算輔助繞組導線規格和次級繞組導線規格（或多路輸出電源的繞組）。利用下式能夠計算出適當繞組的次級峰值電流

　　此處Pox是所計算的次級繞組的輸出功率，Po是先前計算的總輸出功率。這確保所計算的次級峰值電流和特定輸出功率相匹配，這一點對多路輸出電源很重要，能保證次級導線規格不超標，這假定次級是單獨繞組。一個可選的辦法是疊加

　　次級繞組，通過合併輸出返回連接端能夠減少骨架所需引腳數。這兩種次級繞組安排見下圖3.

　 　圖3 次級繞組的兩種不同安排

　　在圖3所示例子中次級S1傳導S1,S2,S3的和電流，次級S2傳導S2,S3的和電流，因此導線的規格必須於之相適應。Ispx計算公式變為下式：

　　此處ΣPox是各繞組功率之和，例如在圖3 b）中S1+S2+S3為S3繞組，S1+S2為S2繞組。S3仍舊傳導它自己的電流，計算是簡單的。現在次級RMS電流（Isrms）可以下式計算：

　　圖4給出IR40xx漏極電壓，初級電流，變壓器次級電壓和次級電流。據此可以看出初、次級之間的關係，初、次級電流是如何不在同一時間流動的。

　　現在根據所計算的次級RMS電流（Isxrms）得出所需次級導線的規格。公式如下：

　　注意此處計算的初級所用CMA（電流容量）要確保與初級和次級的電流容量相匹配。由所計算的CM值從導線規格表中選擇合適的導線。

　　若可能的話總是在相鄰低點的AWG號（它是相鄰較大導線規格）附近取值。次級導線規格大於26AWG時建議不使用單根導線，其原因在前面關於初級導線規格時已提及到，所以繞組就需要用小規格的導線或者絞合線（它通常是多股導線編織而成這種導線一般是定做，價格昂貴，但它使用效果好）並聯使用。