隨著無線電技術的迅速發展．恐怖組織和不法分子利用無線通信網絡實施高科技恐怖和間諜活動越來越猖獗，給國家安全和人民生活帶來諸多不安定因素，更是對當前世界和平穩定發展的大環境提出挑戰。因此研究抑制信息犯罪的電子對抗技術具有重要意義。隨著手機的普及，手機犯罪案例的上升，當前通信制式下的手機幹擾亦成為研究的熱點。
當前通信制式下，基於FDMA/TDMA體制的GSM手機和基於CDMA體制的CDMA手機均是通過接收基站發射的某一頻率的電平信號實現通信。因此每一個手機接收機都有一個抗幹擾容限，只要幹擾信號與幹擾目標使用相同頻率且信號電平超過接收機的抗幹擾容限，就使通信不能進行，從而實現通信幹擾。
2．1 幹擾策略
（1）噪聲幹擾 幹擾信號佔用通信系統的部分或整個頻譜，但是這些幹擾信號值駐留在頻譜的一個地方。幹擾載波信號採用隨機噪聲波形調製，即就是將噪聲注入接收機來幹擾通信波形。由於有限幹擾功率被擴展，寬帶噪聲的幹擾功率很低。
（2）掃頻幹擾 在整個或部分頻譜內掃描波形，在擬幹擾頻段和一定時間段內，若干擾信號與通信信號的碰撞概率超過一定數量時，則對通信信號的信噪比，誤碼率或誤幀率造成嚴重影響，產生有效幹擾。因此，只要在通信系統使用頻段內掃描波形，使其信噪比或誤碼率受到影響即可達到幹擾目的。
（3）音調幹擾單個或多個音調根據幹擾策略的需要將其置於頻譜內相應位置。其音調數量和位置都會影響幹擾性能。單音調是一個單頻連續波音調的幹擾信號，在一個頻率上發射單音調，又稱點頻幹擾。多音調為幹擾機發射的多個音調，這些音調或隨機分布或位於特定的頻率。當總幹擾功率一定時，將有更多功率分配給單音調，且比多音調幹擾分配給每個音調的功率大，從而提高抑制處理增益的概率。如果目標系統易受特定音調幹擾，而且幹擾機知道這種情況，音調不能隨機分布。因此無論採用哪種音調幹擾對策，系統都會默認為該音調精確位於頻譜的一個頻率，使幹擾音調通過接收機的濾波器，且不會產生失真或衰減。
當前幹擾多採用噪聲或掃頻幹擾實現通信幹擾，針對數字移動通信網絡基站所具有的頻點數量確定、頻率已知及可幀收等特點，提出採用音調幹擾實現當前通信制式的幹擾。以C網手機幹擾為例：幹擾信號源針對幹擾目標生成的基帶信號進行頻譜搬移得到對應CDMA 800網絡下行工作頻段的射頻信號，將射頻信號送到發射機進一步功率放大，並對大功率射頻信號的諧、雜波進行濾波處理後發送至天線，由天線輻射幹擾目標。由於手機通信是由接收基站的信號電平實現的，因此只要幹擾機發射的同頻信號電平到達幹擾目標手機的電平高於基站到達幹擾目標手機的信號電平，幹擾目標手機就不能正常通信。
2．2 設計要求與計算模型
設幹擾目標在視距範圍內，所需幹擾目標的接收信號和幹擾信號的距離衰減可視為自由空間傳播衰減，自由空間的傳播衰減為：
式中：f為信號頻率；R為信號傳播距離；32．4是頻率單位路徑衰減。
設發射系統的發射功率為Pc，單位為W；發射天線增益為Gc，單位為dB；發射距離為Rc，單位為km；信號傳輸損耗為Lost_r_R，單位為dB；信號頻率為fc，單位為MHz。發射信號到達接收系統的功率為：
同理，設幹擾系統的發射功率為Pj，單位為W；系統損耗為Lsys，單位為dB；發射天線增益為Gi，單位為dB；發射距離為Rj，單位為km；信號傳輸損耗為Lost_j_R，單位為dB；信號頻率為fc，單位為MHz（與幹擾目標相同）。則幹擾信號到幹擾目標的功率為：
由於GSM手機和CDMA手機都有一個抗幹擾容限指標，因此，只要幹擾信號（不需要太強的功率）產生的綜合效果達到或超過手機接收部分的抗幹擾容限，就能產生有效幹擾，從而阻止手機的正常通信。通過分析通信目標的信號調製樣式，即可得到的有效幹擾目標的抗幹擾門限為JSR。即：
由此可根據幹擾距離要求，以及對目標系統的參數分析，可得到相應的幹擾機發射功率。
3．1 系統組成
該系統由音調幹擾基帶信號源（產生音調幹擾基帶信號），射頻激勵源（對音調幹擾基帶信號上變頻產生音調幹擾信號），功放（對音調幹擾信號進行功率放大），天線（發射幹擾信號至幹擾目標）等部分組成。圖1為系統模塊框圖。
系統工作原理：計算機控制系統根據幹擾目標的技術參數調用專用動態連接庫內的波形發生函數，運算後生成相應的波形控制文件，然後利用USB高速接口將波形數據文件快速加載至音調幹擾基帶信號源；信號源通過高速控制器控制高速D／A轉換實現數模轉換，產生O～120 MHz帶寬的任意正交波形；幹擾信號源將該波形送至射頻激勵源，產生對應幹擾目標所需的射頻信號；再經功率放大器放大，實現目標幹擾。對於手機通信使用的GSM，CDMA，DCS 3種通信制式，只要對其上行或下行進行幹擾即可。該系統是對下行幹擾，具體幹擾頻段為CDMA：869～894 MHz；GSM：935—960 MHz；DCS：1 805~1 880 MHz。對於每一種通信制式，其音調幹擾基帶信號發生器產生的基帶信號，上變頻的本振、功放和天線的頻率範圍都不相同。對於上述3種不同的幹擾策略，最根本的不同只是基帶信號源的產生信號不同。因此以下重點介紹音調幹擾基帶信號源。
3．2 音調幹擾基帶信號源模塊
由於現階段的D／A轉換器件幾乎不可能產生3 GHz的信號，因此必須產生一組幹擾頻帶的基帶信號，考慮到濾波效果以及可實現性，D／A轉換器輸出不小於120 MHz帶寬的基帶信號，該基帶信號可受控在某一段頻帶上留出信號通行區域，經過混頻後產生所需幹擾的頻譜和留出的通信通道。
根據以上幹擾樣式的要求，權衡考慮可使用FPGA+D／A轉換器的硬體平臺實現，採用多套基帶電路板配合不同的混頻器、功放以及前端天線實現對通信頻段的廣譜幹擾，音調幹擾基帶信號源模塊的硬體電路如圖2所示。
在幹擾頻帶內，通信頻率產生梳狀譜，一般相隔約0．02 MHz產生一個幹擾頻點，即可滿足幹擾要求（GSM，DCS網絡的信道間隔均為0．02 MHz，CDMA共使用7個頻點）。要做到幹擾頻點可控，即根據終端計算發送的指令決定產生何種頻點／段，簡單可靠的方法是數字直接頻率合成，因此可在 FPGA內產生DDS模塊，根據FPGA產生基帶信號的要求，若干擾信號信噪比大於40 dB，經計算約需要450個以上的DDS模塊，對於FPGA，這是一個龐大的資源量，因此選用FPGAStratix II EP2S90，由於系統要求基帶最小輸出功率，因此根據系統要求的信噪比及成本，選用AD97XX系列高性能高性價比D／A轉換器AD9779。 AD97xX系列的採樣率都在800 MHz以上、最高可達1．6 GHz，完全滿足基帶採樣要求。
以0．02 MHz為步進產生梳狀譜為例，根據系統選擇的基帶頻譜的範圍、信噪比依次產生450個以上的DDS，該DDS的時鐘頻率大於等於500 MHz，且受指令控制。當FPGA根據終端計算機發送的指令解析為某段頻率為本方通信頻率時，關斷該段頻率對應的所有DDS。最後FPGA將所有DDS產生的頻點疊加輸出到D／A轉換器，經過D／A轉換器送入前端混頻器。該方案的優點是：幹擾各個通信頻點，而不是整個頻帶，即使有較嚴重的交調，但是其在該幹擾點上的輸出功率較整頻帶幹擾方式還是大得多，並且功放較為容易計算所需功率。這種方式在終端計算機中需根據指令實時運算相應幹擾參數，幾乎可以選擇任意可幹擾和可開窗頻段，且信噪比可達很高，不受控制激勵模塊硬體資源的限制嘲。圖3為音調幹擾基帶信號源模塊的流程圖。
具體實現：計算機直接參數控制是通過USB總線，將終端控制計算機中根據控制指令實時運算的幹擾數據傳入幹擾激勵模塊，幹擾激勵模塊根據指令實時更新從終端計算機傳送的幹擾數據，並按照查表法將相應數據送入D／A轉換器，產生基帶幹擾信號。
實驗證明，在通視環境下，目標接收信號電平為一65 dBm（在實際的G網和C網中，一65dBm的信號屬於較強信號）時，若GSM，DCS，CDMA幹擾系統均選用200 W的功率放大器，對C網手機、G網手機的幹擾半徑分別為180 m，185 m。在同樣的環境下，白噪聲和掃頻幹擾方式的幹擾半徑分別為80 m和90 m，而在使用定向天線的情況下，音調幹擾較白噪聲和掃頻幹擾的效果更優。因此，對於制式固定，頻點固定且為已知的手機通信，採用音調幹擾最為有效。並且隨著3G手機的商用化，音調幹擾對於3G手機的幹擾效果同樣明顯，而基於軟體無線電原理的基帶信號源實現音調幹擾的方式是實現最優幹擾效果的較好方式。
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