差動輸入級音頻功率放大器分析與測試

我於幾年前寫了4篇文章，講述功率放大器的設計，面向工程應用，理論聯繫實際，通過大量詳實具體的電路實驗，通俗易懂地介紹音頻功率放大器的設計理念與製作細節，並以大量的電路資料向讀者展現功率放大電路「從小到大，由簡至繁」的演化過程，充滿了關於音頻功放設計的真知灼見——這是第3篇——差動輸入級音頻功率放大器分析與測試。

上一講，我們介紹了「單管輸入級音頻功率放大器分析與測試」，本講我們來介紹音頻系統應用最廣泛的功率放大器——差動輸入級音頻功率放大器。這種電路是不需要調整就能可靠地降低失真的少數電路形式之一，至少99％的功放使用這種電路。

使用差分對（the differential pair）作為放大器的輸入級最起碼有3個好處：第一、克服了輸入級電晶體的靜態電流通過負反饋網絡的缺點；第二、利用差分對的b-e極間電壓相互抵消，從而獲得低失調電壓；第三、它的線性遠比單管輸入級電路優秀——這似乎不是很多人知道。

如圖1所示為最簡單的差動輸入級音頻功率放大器。

為了便於讀者比較，該電路的激勵級、輸出級結構與參數均與第二講最後一幅電路圖相同。區別主要有兩點：一、是本電路輸入級為雙管組成的差動放大器；二、是本電路反饋電阻R8與取樣電阻R9分別那幅電路圖對應R3和R4的10倍（註：保持R8:R9=20的比值不變）。

關於第一個區別的好處，上文中提到大致有3點；第二個區別裡為什麼反饋電阻與取樣電阻分別提高10倍呢？這是因為在差動對管參數對稱的情況下，若要減小失調電壓（靜態時輸出端的電位），R4必須等於R8，而R4決定電路的輸入阻抗，宜大不宜小。當然，若R4、R8取10k，R9取500Ω也是可以接受的。

圖1 最簡的差動輸入級音頻功率放大器

本電路參數經過精心設計，保證差動對管（VT2、VT3）集電極均分通過「尾巴電阻」的電流。忽略差動對管基極電流不計，默認基極電位為0，則公共發射極電位約0.6V。因此，可以根據正電源電壓（=20V），求得通過「尾巴電阻」的電流約為1.1mA【=（20V-0.6V）/R1=19.4V/17.6k】。

常溫時，默認激勵管VT8的b-e結電壓為650mV，則通過電阻R5的電流為0.55mA（=650mV/=650mV/1.3k）。因差動對管 「尾巴」總電流為1.1mA，則通過電阻R6的電流必然為0.55mA。R5、R6的電流就是差動對管的集電極電流，二者相等，均分「尾巴」電阻的電流。

不過，如圖1所示功放有一個明顯的缺點是，用一隻電阻作為差分對的「尾巴」接電源，致使差動放大器的共模抑制比[①]和電源抑制能力（PSRR[②]）都較差，電路雖簡單但有些得不償失。因此，希望差動輸入級的「尾巴」電流由恆流源提供，因為恆流源交流阻抗很大，對共模信號具有較強的負反饋作用，但對差模信號相當於接地。依據這一思路設計一款實用的差動輸入級功放電路如圖2所示。

圖2 實用的差動輸入級音頻功率放大器

（圖中給出的電壓數據是實測值，電流數據是根據電壓數據用歐姆定律計算得到。

測試條件：1、環境溫度為25℃；2、電源電壓±15V；3、輸入端接地；4、輸出端開路）

由圖2可知，差動輸入級和激勵級均採用恆流源供給靜態電流，二者使用同一個穩定的基準電壓——兩隻1N4148串聯穩壓電壓約1.2V——該電壓加在正電源與VT1、VT6的基極之間。

R7為2隻1N4148提供穩定的電流，保證1N4148串聯穩壓值不變，同時，R7又為VT1、VT6提供基極偏置電流。由於三極體b-e結壓降約等於一隻1N4148正嚮導通壓降，因此，加在VT1、VT6發射極串接電阻R1、R10的壓降也約為一隻1N4148正嚮導通壓降，改變R1、R10的阻值，可以很方便的設定輸入級與激勵級的靜態電流。

靜態電流設計的一般原則是，後級電流大於前級、逐級增加。因此，差動輸入級的電流最小，功率輸出級的電流最大。

圖2中，瓷片電容C8、C9濾除高頻雜波，布線時應儘量靠近電壓放大管及其恆流源；電解電容C6、C7分別給電源電壓+Ucc、-Ucc濾波。

當±Ucc=±15V，考慮到輸出正負半波相對於正負電源各2.5V的冗餘度，則最大輸出信號振幅為±12.5Vp-p，對8Ω揚聲器來說輸出功率約為10W。功率管發射極串聯的電阻R14、R15本來可以用0.25Ω/1W，但這種型號不易購買，於是就用0.25Ω/5W無感水泥電阻代替。

把圖2電路設計成PCB如圖3所示。由於當時僅僅考慮用2臺穩壓源串聯供電，這給教學演示帶來極大不便，所以筆者不得不外加電源變換電路，並配上2×AC12變壓器（交流雙12V，帶中間抽頭），一起安裝在有機玻璃板上。

圖3 實際焊接完成的功率放大器

（有機玻璃尺寸30cm長20cm寬0.5cm厚，電路板尺寸9cm12cm，散熱器尺寸35mm長×34mm寬×12mm厚。用於熱耦合的電晶體VT7與VT11安裝在同一散熱器上；PCB布線時電源線儘量短，寬度在60mil以上）

由於整流濾波電路比較簡單，所以就用萬用電路板隨便搭接一個電路，並用兩隻高亮度藍色發光二極體對正負電源進行指示，如圖4所示。

圖4 整流濾波電路

（該電路安裝在圖3周中綠色的萬用電路板上，尺寸5cm*7cm）

為便於學習和理解電路中靜態電流與那些參數有關聯，圖5中標註了相關支路的電流計算公式。需要說明的是，IB2、IB3分別指VT2、VT3的基極電流；UB2、UB3分別指VT2、VT3的基極電位（對地電壓）；Uo指輸出端電位；UVD1-VD2指二極體VD1與VD2的串聯壓降；URX指電阻壓降，其中X代表1、6和10。

理想情況下，差分對管VT2、VT3的基極電流相等，e-b結壓降相同，則當VT2、VT3的基極偏置電阻R4=R8時，輸出端的靜態電壓為0，即電路的失調電壓為0。但實際上電路元件及參數不可能完全對稱，所以總有幾mV至十幾mV的失調電壓。

圖5 圖中標註了相關支路的電流計算公式

圖6為負載揚聲器（8Ω）時，由插座IN輸入1kHz&1Vp-p正弦波信號時的輸入輸出波形。因輸入信號經前置級與激勵級兩次反相放大，故輸入輸出同相。輸出信號沒有削波失真，很漂亮地對信號進行放大。輸出電壓為21Vp-p，故電壓放大倍數為21倍，等於理論值（1+R8/R9）。

圖7為由插座IN輸入1kHz&1Vp-p正弦波信號，空載與負載揚聲器（8Ω）時關鍵節點的波形。

波形具有以下4個特徵：

（1）、VT2、VT3的b極信號幅度基本相同（這裡用「基本相同」，而不是「絕對相同」，若「絕對相同」就無放大作用了），都約等於輸入信號。

（2）、空載時，VT2、VT3的c極信號都非常小，波形為正弦波。前者的振幅小於後者，這是因為VT2的集電極信號要送給激勵管，其輸入阻抗相當於VT2的另一個新增負載（R5、R6分別是VT2與VT3的固有負載）。隨著輸入信號頻率升高，密勒電容C4將逐漸取代激勵管的輸入電阻而成為VT2的主導性負載。

（3）、負載時，VT2、VT3的c極信號都有一定的幅度，波形類似三角波。

（4）、從相位上看，差分對的b、c極波形既不是同相，也不是反相，而是有一定的相位差，這種特徵與差動放大器共模輸入時有些類似。

圖8為輸入1kHz正弦波，加大輸入電壓且保持不變，負載8Ω和4Ω揚聲器時最大極限輸出電壓。負載8Ω揚聲器時，輸出電壓的極限振幅為26Vp-p；負載4Ω揚聲器時，輸出電壓的極限振幅為25.2Vp-p。可見，負載4Ω比負載8Ω時，輸出的最大極限電壓幅度略低一些。此時，負載8Ω揚聲器時最大輸出功率可達10W，負載4Ω揚聲器時最大輸出功率將近20W。

實際上，當功放的負載阻抗減小時，大信號失真很明顯是一種以電流為主的效應，這與流過輸出級器件的電流幅度密切相關。與8 Ω負載相比，4Ω負載要輸出管的電流增大1倍，但這樣還不會令輸出器件產生明顯的額外失真。關鍵是驅動管流向輸出管基極的電流增大超過了1倍，這是由於輸出管在集電極電流增大時β值下跌所引起的。這個超出1倍額外增大的電流導致了幾乎所有額外的失真。這個由β值下跌引起的「額外電流」與輸出電壓呈很差的線性關係，與驅動管的非線性結合後進一步惡化。

比如，電路中用到的中功率管2SD1406（或2SB1015）集電極電流在0.1～0.4A區間β基本不變，約175倍，之後隨增大β減小，在IC=3A時β減小至45倍左右。一般來說，功率管以額定電流的1/3為使用限值，因為在該電流值附近β變動較小。因2SD1406（或2SB1015）的集電極額定電流為3A，因此1A是2SD1406的電流使用限值。

為了這個問題，可以考慮輸出級採用多管並聯。然而，多管並聯時必須要考慮輸出電流的集中問題，第一種最容易想到的方法是增大功率管的發射極電阻。當集電極電流增加，由於發射極電阻的存在，抑制了發射結壓降增大，輸出電流也被限制，一定程度上能防止電流集中。但是發射極電阻增大，其兩端壓降也相應增大，引起輸出的最大電壓下降，負載上得到功率降低，所以發射極電阻也不能太大。

比較好的方法是在功率管基極插入電阻，如圖9所示。電阻R19～R22使並聯的功率管上所流過的電流大致平衡。該方法的原理與增大發射極電阻值的情況相同。如果沒有這些限制基極電流的電阻，若VT11的溫度比VT13高，則集電極電流IC11變大時VT11的發熱就增加，發射結電壓UBE11減小、基極電流增加，IC11進一步增加，VT11承擔更多的輸出電流至其發熱進一步增加、集電極電流再增加。若VT11的集電極電流增加，則發熱至其b-e結壓降UBE11減小，基極電流IB11增加，在R19上形成的壓降R19*IB11就是UBE11減小的部分，從而抑制了集電極電流的增加。

圖9 輸出級採用雙臂並聯的差動輸入級功率放大器

同樣重要的事是倍增電路與功率管的熱耦合不可或缺。但用於熱耦合的電晶體只能與一隻輸出管安裝在同一散熱器上，保護該輸出管及其互補管，不能保護與之並聯的另一組輸出管。除非把所有並聯的功率管全部安裝在同一散熱器上，把進行熱耦合的電晶體安裝在固定所有功率管的散熱器的位置中心，才能兼顧多管發熱問題。然而，這樣又會使PCB布局及散熱器在PCB上的固定造成麻煩，所以，現實中只能採取折衷方案。

為方便供電，筆者為圖9所示電路增設如圖1所示的AC-DC電源變換電路插座Power外接變壓器，規格是30W，2×AC15V；整流橋用GBU401，額定電流4A，反向耐壓100V；濾波電容用2隻6800μF/25V的大電解電容。

圖10 整流濾波電路

安裝好元件的PCB如圖11所示。電晶體VT7與VT11安裝在同一散熱器上用於熱耦合，防止熱擊穿。散熱器表面鈍化塗黑減小熱阻，有利於熱輻射。另外，PCB布線時電解電容、靠近整流橋堆，功率管的電源布線儘量短、寬度在60mil以上。

（電路板尺寸9cm14cm，散熱器尺寸35mm長×34mm寬×12mm厚。用於熱耦合的電晶體VT7與VT11安裝在同一散熱器上；功率管的電源布線儘量短、寬度在60mil以上）

圖12為輸入1kHz正弦波，加大輸入電壓（CH1）且保持不變，負載單只揚聲器（4Ω）和兩隻揚聲器並聯（2Ω）時最大極限輸出電壓（註：用兩臺穩壓電源串聯供電，電壓為±15V）。負載4Ω揚聲器時，輸出信號（CH2）的極限振幅為25.2Vp-p；負載2Ω揚聲器時，輸出信號的極限振幅為22.2Vp-p。可見，負載4Ω揚聲器時最大輸出功率可達20W，負載2Ω揚聲器時最大輸出功率約為30W。

實際測試還發現，若激勵級恆流源設置電阻R10，仍然像圖2取值為220Ω，負載時正半波會提前削波失真，這表明激勵級所能提供激勵電流3.0mA（≈673mV/220Ω）偏小。改為120Ω時，流過R10的電流可達5.6mA（≈673mV/120Ω），此時加大輸入信號輸出信號正負半波幾乎同時削波失真。

圖2作為差動輸入級中功率放大器已經是一份很不錯的電路了。然而，前文中提到「本電路參數經過精心設計，保證差動對管集電極均分通過R1的電流。」為什麼這麼說呢？因為差分對精確的直流平衡是功率放大器的重要基礎，這一點需要讀者務必牢記！

圖2所示電路差動級的靜態電流基本平衡，這是筆者精心挑選元件、合理參數設計的結果，這種平衡也不太靠譜，因為它很容易受環境溫度的影響。若差分對的集電極電流有少許不平衡，就會導致2次諧波失真大大增加。

下一講，我們將介紹保證差動對管電流精確相等（直流平衡）、不隨溫度變化的輸入級，以及通過在差動對管發射極串聯小阻值電阻，減小輸入級的跨導，拓寬線性區間等知識，讓差動輸入級功放電路錦上添花、更勝一籌。

[①] 差動放大器既能放大共模信號，也能放大差模信號，為了簡便起見，常差模放大倍數與共模放大倍數之比來定義差動放大器的共模抑制能力。理想值為無窮大，實際值為80～100dB。

[②] PSRR英文全稱是Power Supply Rejection Ratio。它的定義是這樣的：當電源發生變化時，理想情況下放大器的輸出也不應該變化，但實際上通常會發生變化。如果ΔX的電源電壓變化產生ΔY的輸出電壓變化，則該電源的抑制比為ΔX/ΔY，單位是dB。