0 引言
本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/201808/387344.htm移相全橋變換器工作在零壓、零流開關方式時(Zero -voltage and zero -current switching，ZVZCS)，超前橋臂實現ZVS，滯後橋臂實現ZCS。
移相全橋ZVZCS PWM 方式和ZVS PWM 方式相比，可以大幅降低電路內部的環流損耗、減小二次側佔空比丟失、提高變換效率，且可在較大的輸入電壓和負載變化範圍內實現軟開關，其在中、大功率的場合得到廣泛的應用。
傳統的移相全橋ZVZCS PWM 變換器的主開關管或者用MOSFET[1]，或者用IGBT[2，3]。不論哪種結構，都不能使開關管工作在最佳的軟開關狀態：前者滯後橋臂的MOSFET 寄生輸出電容較大，在開通瞬間會產生很大的電流尖峰，增加管子開通損耗，嚴重影響變換器的安全可靠性;後者因超前橋臂的IGBT工作在ZVS 方式，關斷期間的拖尾電流使得開關頻率不能太高，通常不超過30 kHz[2，3]。
本文提出一種超前橋臂採用MOSFET，而滯後橋臂應用IGBT 的新穎移相全橋ZVZCS PWMDC-DC變換器，在實現超前橋臂ZVS 和滯後橋臂ZCS的同時，使MOSFET和IGBT各自工作在最佳的軟開關方式，有效提高了變換器的功率密度及安全可靠性。
1 工作過程分析
電路拓撲如圖1 所示，和傳統的全橋ZVZCSPWM變換器相比，四個主開關管不再採用同類型功率管，而是超前橋臂和滯後橋臂分別採用MOS原FET、IGBT。
1.1 工作原理
圖1 所示電路的工作波形如圖2 所示。設電路初始工作狀態為功率管Q1 和Q4導通，輸出整流二極體D3導通，變壓器向負載傳輸能量，一次側電流ip給隔直電容Cb充電。在t0時刻，關斷Q1(由於電容電壓不能突變，MOS管是零電壓關斷)，之後線路電感(一次側漏感及折算到一次側的濾波電感)與MOS 管結電容C1、C2諧振，使C1充電、C2放電[4]。當C2電壓諧振下降到零時(t1 時刻)，Q2的反並聯二極體D2 自然導通，之後開通Q2 可實現零電壓開通。此時，變壓器一次側電壓為零，一次側電流在隔直電容電壓vcb 作用下快速復位到零(t2 時刻)，隔直電容電壓達到最大值Vcbp，輸出整流二極體D3和D4同時導通續流。因後橋IGBT為單向功率管，一次側電流復位到零後不能反向流通。在t3時刻關斷開關管Q4，實現零電流關斷。
在滯後橋臂死區時間之後開通開關管Q3，因漏感作用電流不能突變，可實現零電流開通。Q3開通後，一次側電流從零開始反向增加，同時給隔直電容Cb 反向充電，到電流值等於折算至二次側的負載電流時(t5 時刻)，二極體D3關斷，D4繼續導通，變壓器開始為負載提供能量，進入下半個工作周期，情況和上述過程類似，在此不再贅述。
顯然，由於MOSFET 只工作在ZVS 方式，即使其存在較大的寄生電容，也不會引起大的開通電流尖峰。且較大的寄生電容能有效抑制電壓上升率dv/dt，若另外並接電容則更有利於開關管實現零電壓關斷。類似地，滯後橋臂的IGBT也僅工作在ZCS 狀態，關斷之前一次側電流已復位到零，管子關斷損耗很小甚至可減小到零，因此工作在ZCS 方式的IGBT 開關頻率也可以很高。另外，IGBT結電容較MOSFET 小很多，工作在ZCS 方式，不存在結電容引起的開通電流尖峰，因此，IGBT更適用於ZCS 方式。採用這種複合結構的變換器，與單純用IGBT 做開關管相比，開關頻率可以大大提高;又較單純用MOSFET安全可靠，電磁幹擾小，能更好地發揮移相全橋ZVZCS PWM DC-DC 變換器的優勢。
1.2 二次側佔空比丟失分析
二次側佔空比丟失是指二次側佔空比Dsec 小於一次側佔空比Dp，其差值就是二次側佔空比丟失部分Dloss。
從圖2可看出，佔空比丟失的原因是，在一次側電流從零反向增至負載電流的一次側折算值的過程中(圖2 中的[t4，t5]和[t10，t11]時段)，雖然變壓器一次側有電壓方波，但因一次側電流不足以提供負載電流，二次側兩個整流二極體D3、D4處於續流狀態，二次側電壓為零，這樣就造成了二次側電壓波形丟失。因此，一次側電流上升時間t45與1/2開關周期Ts的比值就是二次側佔空比丟失Dloss，即
2 關鍵參數的選擇
2.1 超前橋臂並聯電容的選擇
2.2 阻斷電容的選擇
2.3 一次側漏感的選擇
同移相全橋ZVS PWM 變換器一樣，在超前橋臂開關過程中，用來實現ZVS 的能量是一次側漏感能量和折算到一次側的濾波電感能量之和，一般認為濾波電感Lf 很大，因此超前橋臂容易實現ZVS。所以，漏感的選擇主要考慮滯後橋臂是否能實現ZCS，即在滯後橋開關管開關過程前使一次側電流復位到零。復位期間，一次側電流近似線性減小，即有