今以應用最廣泛的以PIC16F72為智能控制中心，350W的整機電路為例,整機電路如圖1：
圖1.350W整機電路圖
整機電路看起來很複雜，我們將其簡化成框圖再看看：
圖2:電路框圖
電路大體上可以分成五部分：
一、電源穩壓，供應部分；
二、信號輸入與預處理部分；
三、智能信號處理，控制部分；
四、驅動控制信號預處理部分；
五、功率驅動開關部分。
下面我們先來看看此電路最核心的部分：PIC16F72組成的單片機智能處理、控制部分，因為其他電路都是為其服務或被其控制，弄清楚這部分，其它電路就比較容易明白。
圖3:PIC16F72在控制器中的各引腳應用圖
我們先來簡單介紹一下PIC16F72的外部資源：該單片機有28個引腳，去掉電源、復位、振蕩器等，共有22個可復用的IO口，其中第13腳是CCP1輸出口，可輸出最大解析度達10BIT的可調PWM信號，另有AN0-AN4共5路AD模數轉換輸入口，可提供檢測外部電路的電壓，一個外部中斷輸入腳，可處理突發事件。內部軟體資源我們在軟體部分講解，這裡並不需要很關心。 各引腳應用如下：
1：MCLR復位/燒寫高壓輸入兩用口
2：模擬量輸入口：放大後的電流信號輸入口，單片機將此信號進行A-D轉換後經過運算來控制PWM的輸出，使電流不致過大而燒毀功率管。正常運轉時電壓應在0-1.5V左右
3：模擬量輸入口：電源電壓經分壓後的輸入口，單片機將此信號進行A-D轉換後判斷電池電壓是否過低，如果低則切斷輸出以保護電池，避免電池因過放電而損壞。正常時電壓應在3V以上
4：模擬量輸入口：線性霍爾組成的手柄調速電壓輸入口，單片機根據此電壓高低來控制輸出給電機的總功率，從而達到調整速度的目的。
5：模擬/數字量輸入口：剎車信號電壓輸入口。可以使用AD轉換器判斷，或根據電平高低判斷，平時該腳為高電平，當有剎車信號輸入時，該腳變成低電平，單片機收到該信號後切斷給電機的供電，以減少不必要的損耗。
6：數字量輸入口：1+1助力脈衝信號輸入口，當騎行者踏動踏板使車前行時，該口會收到齒輪傳感器發出的脈衝信號，該信號被單片機接收到後會給電機輸出一定功率以幫助騎行者更輕鬆地往前走。
7：模擬/數字量輸入口：由於電機的位置傳感器排列方法不同，該口的電平高低決定適合於哪種電機，目前市場上常見的有所謂120°和60°排列的電機。有的控制器還可以根據該口的電壓高低來控制起動時電流的大小，以適合不同的力度需求。
8：單片機電源地。
9：單片機外接振蕩器輸入腳。
10：單片機外接振蕩器反饋輸出腳。 11：數字輸入口：功能開關1 12：數字輸入口：功能開關2
13：數字輸出口：PWM調製信號輸出腳，速度或電流由其輸出的脈衝佔空比寬度控制。
14：數字輸入口：功能開關3
15、16、17：數字輸入口：電機轉子位置傳感器信號輸入口，單片機根據其信號變化決定讓電機的相應繞組通電，從而使電機始終向需要的方向轉動。這個信號上面講過有120°和60°之分，這個角度實際上是這三個信號的電相位之差，120°就是和三相電一樣，每個相位和前面的相位角相差120°。60°就是相差60°。
18：數字輸出口：該口控制一個LED指示燈，大部分廠商都將該指示燈用作故障情況顯示，當控制器有重大故障時該指示燈閃爍不同的次數表示不同的故障類型以方便生產、維修。
19：單片機電源地。
20：單片機電源正。上限是5.5V。
21：數字輸入口：外部中斷輸入，當電流由於意外原因突然增大而不在控制範圍時，該口有低電平脈衝輸入。單片機收到此信號時產生中斷，關閉電機的輸出，從而保護重要器件不致損壞或故障不再擴大。
22：數字輸出口：同步續流控制端，當電流比較大時，該口輸出低電平，控制其後邏輯電路，使同步續流功能開啟。該功能在後面詳細講解。
23--28：數字輸出口：是功率管的邏輯開關，單片機根據電機轉子位置傳感器的信號，由這裡輸出三相交流信號控制功率MOSFET開關的導通和關閉，使電機正常運轉。
有了智能化的控制中心，就需要有其它電路來為其服務，我們在這裡從頭開始介紹。
一、電源部分
見圖4：
控制器有三組電源，第一組當然是提供總能源的電池，板子上的電解電容C1:1000μF,63V）C11:47μF,63V及C13,C33:0.1μF63V是退耦用的，用於消除由於電源線、電路板走線所帶來的電阻、寄生電感等引起的雜波幹擾，由於工作在大
電流、高頻率、高溫狀態下，特別對電解電容有損耗角小、耐高溫的要求，普通的電解電容容易發熱爆裂。
第二組電源提供12-15V的電壓，這組電壓主要提供給MOSFET的開通電壓，由於場效應管的驅動要求比較特殊，必須有10V以上20V以下的電壓才能很好導通，所以必須有合適的電壓供給，同時該組電壓也為後面5V穩壓塊提供預穩壓。這組電壓由LM317提供，輸出大約13.5V。由於LM317的輸入輸出壓差不能超過40V,而輸入電壓可能高達60V，因此在前面加了一個330Ω，2W的電阻，既預先降壓，又替317分擔了一部分功耗。 第三組電源是5V，由LM78L05提供，由於78L05提供的最大電流只有100mA，所以另並聯了兩個1.5K的電阻以擴流，同時也分擔一部分功耗。在整個系統中，對5V電源的要求比較高，不單單是因為邏輯電路，MCU等的電源電壓都不能過高，而且由於MCU的所有AD轉換都是以5V電壓為基準，所以當5V不準時會出現電流，欠壓值，手柄控制等均不能達到設計要求的情況，甚至不能動作，因此該電壓的範圍應被嚴格限制在4.90-5.10V之間。
二、信號輸入與預處理部分
這部分電路包括電源電壓輸入、工作電流比較，放大輸入、手柄電壓輸入、電機轉子位置傳感器的霍爾信號輸入、剎車信號輸入及各種其它功能開關信號輸入等。
1.電源電壓輸入：由於MCU只接受0-5V的信號，所以電源電壓必須經過分壓才能輸入MCU。
2.工作電流放大、輸入：電路如圖5
圖5:略
U3A是一個放大電路，它將康銅絲R55採樣過來的電流信號經過6.5倍放大送入單片機。最早的設計在R23上並聯了一個0.1μF的電容組成低通放大器，後來為了更好地實時檢測電流，將該電容去掉，這樣放大後的電壓和電流的實際變化基本一致以便MCU採樣值更接近於實際值。
U3B是一個比較器接法，實際也是一個比較器，正常時的電流絕對不會讓該比較器翻轉，當電流由於某種原因突然增大到一定程度，該比較器翻轉從而觸發單片機的外部中斷，單片機就會完全關閉電機的輸出進入保護狀態，避免故障進一步擴大。
這裡有人會問，為什麼放大器的放大倍數取得這麼小，如果放大倍數再大一點的話，單片機經過AD轉換後的數字相對比較大，解析度可以做得比較高，何樂而不為呢？這種想法是有道理的，但是限於LM358的頻率響應不夠高，15KHZ（PWM的工作頻率大約為15.6K）的方波經358放大之後變成梯形波了，我們目前對電流峰值的採樣應當採取梯形波的上邊，如果放大倍數過大，梯形波的上邊就
會變得很窄而使單片機採樣困難，甚至採樣錯誤，比如採樣到梯形波的斜邊，因而不能正確反映電流的實際大小，這就會導致電流控制的紊亂。所以寧願放大倍數取小點以保證採樣位置的準確無誤。
圖6：略
3.手柄輸入部分：手柄輸出的電壓範圍在1.2-4.2V的範圍內，經過阻容濾波後輸入到單片機處理。手柄需要一個5V的電源才能工作。
圖7：略
4.電機轉子位置傳感器輸入部分：由於該傳感器安裝在電機內部，採用開路輸出的辦法，所以除提供5V電源外，每個傳感器都必須接上拉電阻，並對其輸出的信號進行阻容濾波以抗幹擾，同時在電源處接二極體、接地採用細銅膜做保險絲，防止電機相線與霍爾信號線短路後高電壓反串近來損壞板子上別的零件。
圖8:略
5.剎車信號輸入：由於剎車信號開關往往和剎車燈共用一個開關，每個廠商的剎車電壓也不統一，所以必須接入二極體防止高壓串入。高電平輸入部分，要做到8-50V輸入時都能正常工作。
6.其它功能開關信號比較簡單，功能實現均依靠內部程序實現，在硬體中就不一一介紹。
三、智能信號處理，控制部分，上面已經介紹過，不再重複。
四、驅動控制信號預處理部分；
驅動控制信號大致由兩種信號合成：PWM信號和相位邏輯開關信號，這裡不得不先介紹一下功率開關部分：功率開關部分是由三組半橋開關組成的三相開關，用以改變電機線圈的通電順序和通電方向，我們一般把與電源正相接的功率管稱為上橋，與電源地相接的功率管稱為下橋，參考圖一，上橋的相位邏輯開關信號由A+、B+、C+提供，這三個控制信號必須與PWM信號合成後控制對應的上橋，下橋的相位邏輯開關信號由A-、B-、C-提供，基本上直接被用來控制下橋的開關。單片機這六個腳上都接了一個2.2K-10K的電阻到地，是為了防止單片機處在復位時，由於這些腳均處於高阻狀態，有可能會引入幹擾信號而導致後面邏輯電路誤動作，這個比較簡單，但是我們現在看到控制部分的電路圖並非上面所說的那麼簡單，實際電路中間彎彎繞繞經過了4個邏輯電路處理後才到達上下橋的
驅動電路，許多朋友會問：為什麼要如此複雜呢？ 其實這些電路都是為了實現一個功能：同步續流。
為什麼要同步續流
需要說明一下,這裡的「同步續流」，被一些人稱為「同步整流」，同步整流是用在電源上的名詞，用在這裡明顯不太合適。 先參考圖9
圖9：同步續流示意圖
假設此時A相上橋和C相下橋通電，當A相上橋PWM佔空比沒有達到100%時，通過電機線圈的電流是斷續的，但上橋關閉的時候，由於電機線圈是一個電感，線圈上必定會出現一個自感反電動勢，這個反電動勢必須維持線圈電流的方向不變，由於A相上橋已經關閉，這個電流就會通過原來已經開通的C相下橋，地，A相下橋的續流二極體繼續流動，見圖6。當總電流小時這個自感電流並不大，但總電流大時，線圈中儲存的能量多起來，這個自感電流也會相當大，我們知道MOSFET的續流二極體本身的壓降大約在0.7-1V,在通過的自感電流大時，功耗便會相當大，假設自感電流為10A,二極體壓降為0.7V時，功耗為7W，顯然這個發熱量是相當大的，這時下橋便會變得很燙，假如我們此時把下橋打開，讓自感電流直接從MOSFET的溝道裡走掉（MOSFET導通時電流可以雙向流通），再假設MOSFET導通電阻RDSON=10mΩ，10A的時候功耗就變為1W,理論上就可以大大降低下橋的功耗，從而降低溫升。但在實際上，由於上下橋在交叉導通時需要一個死區以避免雙管直通造成電源短路，這個作用會打一些折扣，不過效果還是很明顯。這也是為什麼很多產品的下橋會用好一點的管子的原因。
同步續流的實現
1.倒向，截波與死區控制， 電路見圖10
圖10：倒向，死區發生器.略
單片機產生的PWM佔空比信號一路通過與門，經R53,R52,C71截波（縮小佔空比）後輸出，相位不變，截波量大約為1.5μS,形成PWM信號，此路輸出至上橋驅動，與上橋邏輯開關信號相與後驅動上橋MOSFET。另一路經R57和C24，反相器U5A移相，相移量大約750nS,再經U5B反相，形成PWM-信號，最後合成至下橋驅動。此時兩個信號輸出時相位相同，但PWM-信號佔空比比PWM信號佔空比大1.5μS,但由於PWM-信號已經偏移750nS,所以PWM信號剛好套在PWM-信號中間，兩邊空出750nS作為MOSFET開關的死區。 處理後波形示意圖如圖11
圖11：死區發生器輸出波形
2.同步續流的邏輯關係
圖12為A相驅動電路的實際電路
圖12 因為三相驅動相同，所以我們這裡僅以A相為例說明同步續流功能的實現過程 當A向的邏輯開關信號「A+」為高電平時，A相上橋被「PWM」信號驅動，在整機電流較小的情況下，PV信號為高電平，不管或非門U3C其它兩個輸入腳電平如何，其輸出總是低，所以此時或非門U2B僅受「A-」信號控制，「A-」信號是下橋的
邏輯開關，它僅在下橋需要導通時置高，平時為低。當整機電流比較大，而PWM佔空比小於100%時，由於A相上橋在PWM間隙關斷導致電機線圈中出現較大感應電流，感應電流通過另一相的下橋和A相下橋的二極體洩放，為降低該二極體的功耗，此時應將A相下橋MOSFET打開以減小壓降，這時單片機將「PV」信號端拉低，在PV信號和反向後的「A+」信號共同作用下，「PWM-」信號通過U3C傳遞到U2B，而此時由於「A-」為低，所以U2B受「PWM-」信號控制，在PWM信號關斷的間隙使下橋MOSFET導通。當「A+」信號為低電平時，「PWM-」信號並不影響下橋，保證了下橋的正確邏輯而不會誤導通。
五、功率驅動開關部分。
以單獨一組A相上下橋驅動為例，見圖12 見了這種電路，很多人首先會問：為何上橋的驅動電路如此複雜？
很顯然，這麼複雜的電路一定有其用途，如果要簡單一點話，上橋的功率開關直接用P溝道的MOSFET來做就可以，這樣驅動電路會簡單很多，但P溝道的功率MOSFET又貴又難買，為了節省成本，只能用N溝道的代替，但N溝道的MOSFET導通時其柵極G的電壓必須比源極S高出10V以上才能保證完全導通，這樣在上橋導通時，假設電源電壓為48V，那麼上橋G極的電壓就必須比電源電壓高12V,也就是大於60V才行。但怎樣獲得比電源電壓還高的驅動電壓呢？一般情況可以通過變壓器耦合驅動信號，電荷泵升壓提供高壓等方法，而在這裡，則採用了一種叫做「高壓浮柵型驅動電路」來驅動上橋。
顧名思義，浮柵驅動的柵極是浮動的，這是一個很形象的描述，我們根據線路圖來分析一下柵極是怎樣「浮動」起來的
我們先看一下C5的接法，這是整個驅動的關鍵所在，C5正極通過二極體接到13.5V電源（實際在13.5V左右），負極很奇怪地接到電機的相位線，與它所驅動的MOSFET V1的源極接在一起，在電機不動的情況下，所有的MOSFET關閉，此時C5通過二極體D1，電阻R40充電至接近13.5V,當A+和PWM的合成信號使U4A的3腳輸出高電平時，q1導通帶動t1導通，這樣12V多的電壓就會加到V1的柵極使V1導通，而V1導通使電源電壓加至負載，也就是V1的源極電壓會升高至48V，而此時由於C5充滿電，C5上的電壓仍然是12V，所以可以維持t1的導通並使V1柵極的電壓始終保持高於VCC，這樣V1的柵極就好像隨著源極電壓浮動而浮動，所以叫做「浮柵驅動」。這時如果U4A的3腳一直維持高電平的話，在電容k1和MOSFET本身GS間電容充飽電之後，C5上的儲存的電荷主要通過t1的BE結，電阻a1到三極體q1放電（由於此時二極體D7處於正偏狀態，所以t2的BE結反偏而截止，因此t2並不參與放電），如果C5足夠大，那麼可以在相當長的一段時間內保證V1的驅動電壓在合理的範圍內。這裡b1放在q1的射極上組成一個近似恆流的驅動電路，用以保證在C5正極電壓升得很高時，通過三極體q1的放電電流不致過大而導致電容很快放完。當U4A的3腳輸出低電平時，q1,t1迅速關閉，t2開始導通，將k1和柵極本身積累的電荷迅速洩放，V1被關閉，而此時由於另兩組中的一組之下橋維持在導通狀態，電容C5就會通過電機繞組和該下橋迅速充電補充電能，為下一個周期做準備。
從上面的過程可以看出，電容C5的充電量應該是越大越好，但電容大了，可能二極體來不及給電容充電，電容小了，又不能保證導通時間，所以這種驅動不能使V1長時間維持在導通狀態，這也是為什麼PWM信號要耦合到上橋的一個原因。
其次對於這個驅動電路有人還會產生一個疑問：按理說用作功率開關的MOSFET，為了減少開關損耗，應儘量避免MOSFET工作在放大狀態，按照這個原則，驅動MOSFET的電平應該是快速上升、快速下降，而且這個速度是越快越好，但此電路中增加了電阻e1、e2，電容k1、k2，這四個元件在這裡的作用顯然有悖於快升快降的原則，實際上這四個零件在電路中的作用也確實是有意減慢MOSFET的開啟速度，使驅動MOSFET的電壓波形上升沿沒那麼陡峭，為什麼要這樣做呢？
這個要從MOSFET的結構來看，MOSFET本身各極之間存在極間電容，這個電容被稱為密勒電容。而我們現在這種上下橋類似推挽結構的電路，上橋導通時，由於下橋漏極的電壓急劇升高，這種電壓變化會通過下橋的密勒電容傳遞給下橋的柵極，我們把上橋導通時下橋漏極電壓升高的速度以Δv/Δt表示，當Δv/Δt足夠大時，傳遞給下橋柵極的電荷便會積蓄到足以使下橋導通的地步，這樣就會導致上下橋直接將電源短路，而解決這個問題最簡單的辦法，就是讓上下橋開通的速度不要那麼快，所以加上阻容延時，並且這裡的k1,k2還有吸收部分衝擊電壓的功效,這裡就不多做描述了。
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