1 引 言
本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/83583.htmBuck型DC-DC轉換器設計中常採用PWM反饋控制方式以調節輸出電壓或電流。PWM控制方式分電流模式控制和電壓模式控制兩種方式。電流模式控制方式是電流內環和電壓外環雙環控制，輸入電壓和負載的變化將首先反應在電感電流上，在輸入電壓或負載改變時具有更快的響應速度。
電流模式控制方式有峰值電感電流控制和平均電感電流控制兩種方式。峰值電感電流控制由於其優點被廣泛應用，但其存在固有的開環不穩定現象，在提高快速性的同時，也帶來了穩定性的問題。當輸入電壓降至一個接近輸出電壓的值時，佔空比向最大導通時間增加，輸入電壓的進一步降低將使主開關在超過一個周期的時間裡保持導通狀態，直到佔空比達100％，這時電路可能會發生子諧波振蕩，需要通過一個斜率補償電路來保持這種恆定架構的穩定性，在大佔空比情況下是通過給電感電流信號增加一個補償斜坡來實現的。
設計降壓型DC-DC轉換器時，解決固定頻率峰值電流控制方式的開環不穩定情況需要做深入的研究。文章從一般的線性斜率補償電路人手，分析了分段線性斜率補償電路，提出一種改進的實際應用電路圖，並給出了分析和模擬仿真結果。
2 原理分析
2.1 斜率補償原理
PCM控制的Buck型DC-DC轉換器如圖1所示。由於增加了電流內環控制，電感電流採樣後，疊加斜率補償電路，合成信號與誤差放大器的輸出送入PWM比較器比較，誤差電壓進入PWM比較器參與佔空比的調節，經過RS觸發器等邏輯控制單元，有效保證輸出Vout的穩定。其中佔空比D=Vout／Vin。
峰值電感電流調節系統有其固有的局限性，佔空比變化時對峰值電感電流IL的影響如圖2所示，VOSC是振蕩器的一路輸出控制電壓，對應佔空比的變化。
其中：，在N個周期後， 。如果m2<m1，即佔空比小於50％時，峰值電感電流的擾動收斂；如果m2>m1，即佔空比大於50％時，峰值電感電流的擾動發散，擾動在每個周期的放大後，使得系統極不穩定，所以未加斜率補償的系統電源的抗幹擾性極差。
加入補償電流後的電感電流IL擾動過程如圖3所示。此時，當m>0.5 m2時的補償可以使電感電流明顯收斂，能很好地使系統達到穩定。
2.2 線性補償電路的原理及方法
從前一節的基本原理可以得出，在採樣電感電流上疊加一個斜坡電流可以達到預期要求。補償方式有多種，下面研究圖4所示的差分放大器結構。
這是一個典型的差分放大器電路，也可以說是比較器電路。設V1為參考電壓Vref，如圖4所示，在V2遠小於參考電壓時，I1基本為0，Iss全部流入M4，即I2=Iss；當V2等於參考電壓時，I1=I2=Iss／2，事實上M2進入線性區時M1就漏入電流，即在Vref-Vid,max時就已經存在電流，事實上的翻轉點提前Vid,max，如圖5所示。其中Vid,max為最大
過驅動電壓。
I1的一個支路流出作Islope，於是得到一個斜率固定的補償斜坡。但是，用此斜率來補償所有佔空比條件使晶片都能穩定工作，往往會因為補償量過大而影響峰值電感電流，空載時甚至使電流模控制失效。設計時往往會考慮兩段或多段補償甚至自適應補償來滿足整個系統的要求。
3 分段線性斜率補償及改進型斜率補償電路
圖6是兩種線性斜率補償電路，均可提供兩段線性補償斜坡。Vosc均為振蕩器的一路輸出，圖6(a)中Vref1和Vref2為基準輸出，且Vref1>Vref2，大佔空比時Vctr1關斷M3管；Vosc較小時，M1和M2均關斷，沒有補償電流，Vosc逐漸增大，由於Vref1>Vref2，M1首先導通，I1提供斜率補償電流；Vosc繼續增大，M2導通，I1+I2共同提供斜率補償電流。圖6(b)中Vref為基準輸出，M5和M6均為有源負載，如果把圖中M1和M3的寬長比取值為(W／L)1：(W／L)3=1：4，利用公式，根據Vid,max1：Vid,max3=2：1，M1和M3線性區的寬度不同，二者導通時間也就不同；Vosc逐漸變大，達到Vref時，Vid,max最大的M1管首先進入線性區，∑I=I1；Vosc繼續升高，Vid,max稍小的M3管也進入線性區，∑I=I1+I3鏡像放大後提供補償電流。
可以看到，二者均能提供兩種佔空比條件下的補償電流，圖6(a)通過R1調節VD從而控制M1和M2的工作狀態；圖6(b)則是通過VG以及管子的線性區寬度控制。為獲得對應更多佔空比變化的多段斜率補償電流，經驗證，採用圖6(b)的結構實現方便而且調節效果好。理論上可以並聯多段以得到斜率不同的電流，取決於系統對補償斜坡的要求，但是由於Vid本身就很小，分段太細在精度上很難達到要求。圖7分別為一段、兩段和四段斜率補償電流的示意圖，佔空比變化時分段越多對電感電流的調節效果越好。
基於上述理論分析，本文提出一種基於圖6(b)的改進型應用電路結構設計，如圖8所示。此電路分四段補償，佔空比升高對應四段斜率變大的補償斜坡。設計四對管的寬長比不同，充分利用這四對管子的線性區動態範圍不同，以產生四段補償斜坡對應佔空比變化。圖8中M1～Mg組成四對比較器；M12～M22提供偏置電流，M9為有源負載，M10～M11將補償電流∑I鏡像放大。基準輸出VL及VH作為斜率補償的兩個參考點，由基準電路輸出，Vosc為振蕩器的一路輸出。取M1，M3，M5，M7的參數為，從而可以得到相應的gm和過驅動電壓Vid,max關係。
Vosc逐漸變大，達到VL時，Vid,max最大的M1管首先進入線性區，繼續升高，Vid,max稍小的M3管也進入線性區；Vosc升高到VH時，M5管進入線性區，繼續升高，Vid,max稍小的M7管進入線性區。從圖8中可以得到整體電流∑I。∑I經過比例放大作為斜率補償電流再與電感電流進行疊加，電流∑I表示為：
4 仿真結果與分析
將此電路模型應用於一款同步整流1.6 MHz降壓型DC-DC轉換器，基於CSMC 0.5 μm CMOS工藝，利用Cadence Spectre仿真，得到仿真結果如圖9所示。
通過仿真結果可以得到，當Vosc比較小即佔空比較小時，不進行補償，可以看到斜率補償電路輸出電流為零；Vosc逐漸變大，補償的電流斜率也逐漸變大，共有四段補償斜坡，分別對應四段逐漸增大的佔空比情況。在工作頻率為1.6 MHz時，此斜率波形能較好地補償電感電流，從而避免子諧波振蕩以及過補償的發生，有效地保證系統的穩定性。
5 結 語
本文討論了線性斜率補償電路的原理及電路結構，設計了一種能較好地工作在1.6 MHz的降壓型DC-DC轉換器的斜率補償電路，且原理簡單易於實現。本款電路同樣適用於升壓轉換電路。