各類功放原理圖及原理介紹

　　在音響領域裡人們一直堅守著A類功放的陣地。認為A類功放聲音最為清新透明，具有很高的保真度。但是，A類功放的低效率和高損耗卻是它無法克服的先天頑疾。B類功放雖然效率提高很多，但實際效率僅為50%左右，在小型可攜式音響設備如汽車功放、筆記本電腦音頻系統和專業超大功率功放場合，仍感效率偏低不能令人滿意。所以，效率極高的D類功放，因其符合綠色革命的潮流正受著各方面的重視。

　　由於集成電路技術的發展，原來用分立元件製作的很複雜的調製電路，現在無論在技術上還是在價格上均已不成問題。而且近年來數字音響技術的發展，人們發現D類功放與數字音響有很多相通之處，進一步顯示出D類功放的發展優勢。

　　D類功放是放大元件處於開關工作狀態的一种放大模式。無信號輸入時放大器處於截止狀態，不耗電。工作時，靠輸入信號讓電晶體進入飽和狀態，電晶體相當於一個接通的開關，把電源與負載直接接通。理想電晶體因為沒有飽和壓降而不耗電，實際上電晶體總會有很小的飽和壓降而消耗部分電能。這種耗電只與管子的特性有關，而與信號輸出的大小無關，所以特別有利於超大功率的場合。在理想情況下，D類功放的效率為100%，B類功放的效率為78.5%，A類功放的效率才50%或25%（按負載方式而定）。

　　D類功放實際上只具有開關功能，早期僅用於繼電器和電機等執行元件的開關控制電路中。然而，開關功能（也就是產生數位訊號的功能）隨著數字音頻技術研究的不斷深入，用與Hi-Fi音頻放大的道路卻日益暢通。20世紀60年代，設計人員開始研究D類功放用於音頻的放大技術，70年代Bose公司就開始生產D類汽車功放。一方面汽車用蓄電池供電需要更高的效率，另一方面空間小無法放入有大散熱板結構的功放，兩者都希望有D類這樣高效的放大器來放大音頻信號。其中關鍵的一步就是對音頻信號的調製。

　　圖1是D類功放的基本結構，可分為三個部分：

　　

　　圖1 D類功放基本結構

　　第一部分為調製器，最簡單的只需用一隻運放構成比較器即可完成。把原始音頻信號加上一定直流偏置後放在運放的正輸入端，另通過自激振蕩生成一個三角形波加到運放的負輸入端。當正端上的電位高於負端三角波電位時，比較器輸出為高電平，反之則輸出低電平。若音頻輸入信號為零、直流偏置三角波峰值的1/2，則比較器輸出的高低電平持續的時間一樣，輸出就是一個佔空比為1：1的方波。當有音頻信號輸入時，正半周期間，比較器輸出高電平的時間比低電平長，方波的佔空比大於1：1;負半周期間，由於還有直流偏置，所以比較器正輸入端的電平還是大於零，但音頻信號幅度高於三角波幅度的時間卻大為減少，方波佔空比小於1：1。這樣，比較器輸出的波形就是一個脈衝寬度被音頻信號幅度調製後的波形，稱為PWM（PulseWidthModulation脈寬調製）或PDM波形。音頻信息被調製到脈衝波形中。

　　第二部分就是D類功放，這是一個脈衝控制的大電流開關放大器，把比較器輸出的PWM信號變成高電壓、大電流的大功率PWM信號。能夠輸出的最大功率有負載、電源電壓和電晶體允許流過的電流來決定。

　　第三部分需把大功率PWM波形中的聲音信息還原出來。方法很簡單，只需要用一個低通濾波器。但由於此時電流很大，RC結構的低通濾波器電阻會耗能，不能採用，必須使用LC低通濾波器。當佔空比大於1：1的脈衝到來時，C的充電時間大於放電時間，輸出電平上升;窄脈衝到來時，放電時間長，輸出電平下降，正好與原音頻信號的幅度變化相一致，所以原音頻信號被恢復出來，見圖2。

　　

　　圖2模擬D類功放工作原理

　　D類功放設計考慮的角度與AB類功放完全不同。此時功放管的線性已沒有太大意義，更重要的開關響應和飽和壓降。由於功放管處理的脈衝頻率是音頻信號的幾十倍，且要求保持良好的脈衝前後沿，所以管子的開關響應要好。另外，整機的效率全在於管子飽和壓降引起的管耗。所以，飽和管壓降小不但效率高，功放管的散熱結構也能得到簡化。若干年前，這種高頻大功率管的價格昂貴，在一定程度上限制了D類功放的發展。現在小電流控制大電流的MOSFET已普遍運用於工業領域，特別是近年來UHCMOSFET已在Hi-Fi功放上應用，器件的障礙已經消除。

　　調製電路也是D類功放的一個特殊環節。要把20KHz以下的音頻調製成PWM信號，三角波的頻率至少要達到200KHz。頻率過低達到同樣要求的THD標準，對無源LC低通濾波器的元件要求就高，結構複雜。頻率高，輸出波形的鋸齒小，更加接近原波形，THD小，而且可以用低數值、小體積和精度要求相對差一些的電感和電容來製成濾波器，造價相應降低。但此時電晶體的開關損耗會隨頻率上升而上升，無源器件中的高頻損耗、謝頻的取膚效應都會使整機效率下降。更高的調製頻率還會出現射頻幹擾，所以調製頻率也不能高於1MHz。

　　同時，三角波形的形狀、頻率的準確性和時鐘信號的抖晃都會影響到以後復原的信號與原信號不同而產生失真。所以要實現高保真，出現了很多與數字音響保真相同的考慮。

　　還有一個與音質有很大關係的因數就是位於驅動輸出與負載之間的無源濾波器。該低通濾波器工作在大電流下，負載就是音箱。嚴格地講，設計時應把音箱阻抗的變化一起考慮進去，但作為一個功放產品指定音箱是行不通的，所以D類功放與音箱的搭配中更有發燒友馳騁的天地。實際證明，當失真要求在0.5%以下時，用二階Butterworth最平坦響應低通濾波器就能達到要求。如要求更高則需用四階濾波器，這時成本和匹配等問題都必須加以考慮。

　　近年來，一般應用的D類功放已有集成電路晶片，用戶只需按要求設計低通濾波器即可。

　　OTL是英文OutputTransformerLessAmplifier的簡稱，是一種無輸出變壓器的功率放大器。

　　一、OTL電子管功放電路的特點

　　普通電子管功率放大器的輸出負載為動圈式揚聲器，其阻抗非常低，僅為4～16Ω。而一般功放電子管的內阻均比較高，在普通推挽功放中屏極至屏極的負載阻抗一般為5～10kΩ，故不能直接驅動低阻抗的揚聲器，必須採用輸出變壓器來進行阻抗變換。由於輸出變壓器是一種電感元件，通過變壓器的信號頻率不同，其電感線圈所呈現的阻抗也不同。為了延伸低頻響應，線圈的電感量應足夠大，圈數也就越多，因此在每層之間的分布電容也相應增大，使高頻擴展受到限制，此外還會造成非線性失真與相位失真。

　　為了消除這些不良影響，各種不同形式的電子管OTL無輸出變壓器功率放大器應運而生，許多適用於OTL功放的新型功率電子管在國外也不斷被設計製造出來。電子管OTL功率放大器的音質清澄透明，保真度高，頻率響應寬闊，高頻段與低頻段的頻率延伸範圍一般可達10HZ～100kHz，而且其相位失真、非線性失真、瞬態響應等技術性能均有明顯提高。

　　二、電子管OTL功放電路的形式

　　圖1（a）～圖1（f）是OTL無輸出功放基本電路。圖1（a）和圖1（b）為OTL功放兩種供電結構的方式，即正負雙電源式和單電源供電方式。在正負雙電源式OTL功放中，中心為地電位。這樣可保證推挽電路的對稱性，因此可以省略輸出電容，使功放的頻率響應特性更佳。單電源式OTL電路為了使兩隻推挽管具有相同的工作電壓，必須使中心點的工作電壓等於電源電壓的一半。同時，其輸出電容C1的容量必須足夠大，不影響輸出阻抗與低頻響應的要求。

　　

　　圖1（c）和圖1（d）為OTL功放電子管柵極偏置的取法。由於上邊管陰極不接地，因此上邊管的推動信號由柵極與陰極之間加入，而下邊管的推動信號可由柵極與地之間加入。至於其偏置方式，上邊管可通過中心點對地分壓後取出，而下邊管的偏置電壓必須另設專門的負壓電源來供給。

　　圖1（e）和圖1（f）為OTL倒相電路的應用。圖1（e）為採用屏陰分割式倒相電路對OTL功放進行激勵。只要倒相管的屏極負載電阻RL與陰極負載電阻RK的阻值相等，其輸出的激勵電壓總能獲得平衡。

　　圖1（f）為採用共陰極差分式倒相電路。由於共陰極電阻RK，的阻值較大，具有深度負反饋作用，故電路穩定可靠。同時，只要擔任差分放大的上管與下管的屏極負載電阻取值相等，其兩管的屏極總能輸出一對相位相反、幅值相等的推動信號電壓。

　　三、OTL功放電路的選管

　　對於電子管OTL功放的輸出級，不是所有功率電子管均能適用，必須選用符合如下條件的功率電子管才能取得良好的效果。

　　1、低內阻特性

　　一般功率電子管的屏極內阻為10kΩ左右，不適用於OTL功放。OTL功放必須選用屏極內阻在200～800Ω的功率電子管。這些低內阻功率電子管有6AS7、6N5P、6C33C-B、6080、6336等。

　　2、低屏壓、大電流特性

　　一般功率電子管的屏極電壓均為400V左右，高屏壓電子管可達800～1000V，而OTL功放必須選用屏極電壓在150～250V之間的低屏壓、大電流特性的功率電子管來擔任。以上所列低內阻功率電子管均具有低屏壓、大電流的工作特性。此外還有6C19、6KD6、421A、6146等功率電子管。這些電子管本身具有低屏壓、大電流特性，但其屏極內阻稍高，應多管並聯才能適用於OTL功放。

　　3、採用新型OTL功放專用功率電子管

　　這類電子管不僅內阻較低，而且具有低屏壓、大電流特性，如6HB5、6LF6、17KV6、26LW6、30KD6、40KG6等。為了降低電子管燈絲的功耗，許多用於OTL功放的功率電子管的燈絲電壓提高到20～40V，以便於串聯使用。

　　四、幾種OTL功放典型電路

　　1.新型三極功率管OTL功放

　　圖2是6C33C-B雙三極體OTL功放電路圖。本電路採用國外新型低內阻、大功率雙三極體6C33C-B作OTL功放，每個聲道用一對6C33C-B作功率放大，在輸出8Ω負載時，每聲道的輸出功率可達40W。

　　

　　本OTL功放輸入級採用高放大係數雙三極電子管12AX7組成前級差分兼倒相電路。該電路具有輸入阻抗高、動態範圍大的特點。為了拓寬頻響、減小相位失真，輸入級與推動級之間採用直接耦合的方式。為提高前級增益，在差分輸入管12AX7的陰極加上-22V電壓，並串接了一隻1.1mA的恆流二極體，使前級工作更加穩定可靠。

　　推動放大級由中放大係數雙三極電子管12BH7擔任，該管特性與l2AU7、12JD8、5687等雙三極體特性相近。為了增大屏極電流，提高推動級輸出能力，特將兩隻三極體並聯使用，每管屏極電壓高達265V，組成共陰極推動放大電路。為提高推動級各項電性能、減小失真、拓寬頻響，在兩管的陰極加有較深的電流負反饋。

　　OTL功放輸出級每個聲道採用一對新型雙三極功率電子管6C33C-B。前級一對幅值相等、相位相反的推動信號經過兩隻0.47F電容耦合至功放管。

　　本OTL功放級採用正負雙電源形式，其功放級工作電壓為±182V。功放管6C33C-B的柵極與陰極間的最高負壓值為-60V，上邊管的柵負壓由單獨的負壓電源供給，下邊管的柵負壓則由另一組負電壓供給。

　　為提高OTL功放的各項電性能，在OTL中點輸出端與輸入端之間通過1.8kΩ電阻加了適當的電壓負反饋，使整機電性能穩定可靠。本機的頻率響應為10Hz～200kHz（±0.1dB）。

　　在OTL功放電源供給方面，功放級的正負高壓由電源變壓器中135V/1.3A繞組經二極體正反相整流濾波後取得±182V高壓。輸入級與推動級的屏極高壓由電源變壓器300V/0.1A繞組經二極體橋式整流濾波後輸出+395V高壓，並經去耦電阻降壓後得到+265V和+140V電壓，分別供給12AX7和12BH7。柵負壓電源分為兩組，由電源變壓器中的兩個獨立繞組60V/50mA經整流濾波後分別供給OTL功放管的柵極作為柵負偏壓，並通過兩隻20kΩ可變電位器進行調節。燈絲電源分為3組，前級各聲道為2組。功放管6C33C-B燈絲有兩種用法，當串聯使用時為12.6V/3.3A，並聯使用時為6.3V/6.6A，本機採用的是串聯方式。

　　2.普通三極體OTL功放

　　圖3是6KD6五極管OTL功放電路圖。它是將普通束射四極管或五極功率電子管改為三極體接法的OTL功放，利用了電子管簾柵極在相同柵壓下可以輸出較大電流的特點。原來由於相對的屏極內阻較大，限制了工作電流，但改成三極體接法以後，簾柵極的電壓與屏極電壓處於同等電位，屏極內阻大幅度下降，加強了屏極承受較大電流的能力，因此能在低阻抗負載下輸出較大功率。

　　

　　對於普通功率電子管改成三極體接法的OTL功放來說，並不是所有功率管均能採用，必須選用屏極電壓範圍較大的束射四極管或五極功率電子管，如6KD6、6L6、6P3P、6146等。同時，功放級還必須採用多隻功率管並聯的方式，在8Ω低阻抗負載時，每聲道採用6隻功率管並聯才能符合低阻抗負載的要求，並且輸出功率僅為30W左右。

　　本OTL功放的輸入級由高放大係數電子管6J2擔任，可將輸入的音頻信號進行較

　　大幅度提升，單級電壓增益可達30dB以上。經放大後的信號電壓採用直接耦合的方式傳輸至倒相級。倒相級由高屏壓雙三極體6SN7擔任，屏極電壓取值為340V。由該管組成屏陰分割式倒相電路，屏極與陰極的負載電阻均取值為33kΩ。這樣，在輸出端即可取得一對幅值相等、相位相反的推動信號電壓。

　　OTL功放級採用SEPP並聯推挽電路，可選用6KD6、6L6、6P3P等屏壓範圍大的功放管，並將其改為三極體接法。採用6隻功放管並聯的輸出方式，使輸出阻抗達到8～16Ω。

　　功放級電源為正負雙電源形式，取值為±230V。功放管柵極負壓應根據不同功率管特性決定，上邊管與下邊管通過各自的分壓網絡並通過調控電位器後獲得。

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