1 引言
高頻脈衝交流環節逆變器，如圖1所示。該電路結構由高頻逆變器（推挽式、半橋式、全橋式）、高頻變壓器、周波變換器（全波式、橋式）構成，具有電路拓撲簡潔、雙向功率流、兩級功率變換（DC/HFAC/LFAC）、變換效率高等優點。
但這類逆變器在採用傳統的PWM技術時，周波變換器器件換流將打斷高頻變壓器漏感中連續的電流而造成不可避免的電壓過衝。由於這個原因，這類方案都需採用一些緩衝電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在漏感中的能量。有源電壓箝位電路是以增加功率器件數和控制電路的複雜性為代價的，故不十分理想。
因此，在不增加電路拓撲複雜性的前提下，如何解決高頻脈衝交流環節逆變器固有的電壓過衝問題和實現周波變換器的軟換流技術，是高頻環節逆變技術的一個研究重點。為此，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略，可分別使得逆變器功率器件實現ZVS或ZVZCS軟開關
2 單極性移相控制原理
根據高頻逆變器（推挽式、半橋式、全橋式）、周波變換器（全波式、橋式）的組合不同，高頻脈衝交流環節逆變器具有6種電路拓撲，其中全橋全波式、全橋橋式電路如圖2所示。
以全橋全波式高頻脈衝交流環節逆變器為例，其單極性移相控制原理，如圖3所示。高頻逆變器將輸入電壓Ui調製成雙極性三態電壓波uEF，周波變換器將此電壓波解調為單極性SPWM波uDC，經輸出濾波後得到正弦電壓uo，周波變換器功率開關在uEF為零期間進行ZVS換流。逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓uDC為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。S1與S4、S2與S3之間在一個開關周期Ts內的共同導通時間為
Tcom=Ts(180o－θ)/ (2×180o ) (1)
當輸入電壓Ui降低或負載變大時，導致輸出電壓uo降低，閉環反饋控制使得移相角θ減小、共同導通時間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此，調節移相角θ可實現輸出電壓的穩定
實現單極性移相控制的方案為：1、將輸出電壓反饋信號uof與正弦基準電壓uref比較放大後得到電壓誤差放大信號ue1，ue1與載波uc比較後得到信號k1，k1下降沿二分頻、反相互補後分別得到功率開關S1、S3的驅動信號；2、將ue1反極性信號ue2與載波uc比較後得到信號k2，k2下降沿二分頻、反相互補後分別得到功率開關S2、S4的驅動信號；3、將載波uc下降沿二分頻、反相互補後分別得到功率開關S5（S6）、S7（S8）的驅動信號。
在逆變器穩態工作且輸出濾波電感電流iLf連續時，一個高頻開關周期Ts內可分為六個開關狀態（以uDC>0時為例），如圖4(a)～(f)所示。圖4(a)、(b) 、(d)、(e)和圖4 (c)、(f)可分別用圖4(g)、(h)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器漏阻抗、功率開關通態電阻、濾波電感寄生電阻等在內的等效阻抗。
由於開關頻率Fs遠大於輸出LC濾波器的截止頻率和輸出電壓頻率，在一個開關周期內輸出電壓uo可看成恆定量。圖4(g)所示等效電路的狀態方程為
3 雙極性移相控制原理
高頻脈衝交流環節逆變器雙極性移相控制原理（以全橋全波式為例）,如圖5所示。輸出電壓反饋信號uof與正弦基準電壓uref比較，經PI調節器得到誤差放大信號ue，ue分別與極性相反的兩個載波信號uc1、uc2比較後，經上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導通，得到開關S5、S6的驅動信號。開關S7、S8的驅動信號分別與S5、S6的信號反相互補，並且有換流重疊時間（圖中未畫出）。將載波信號uc1二分頻後得到開關S1和S4的驅動信號，反相後得到開關S2和S3的驅動信號
讓周波變換器的功率開關S5與S7（S6與S8）之間存在換流重疊導通時間、S5與S6（S7與S8）按濾波電感電流iLf極性選擇導通，從而使得該控制方案具有如下優點：1、周波變換器換流重疊期間實現了變壓器漏感能量的自然換流，實現了功率器件的零電流開關；2、實現了濾波電感電流的自然續流；3、iLf極性選擇信號的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環流現象；4、每個開關周期內兩次交流側的能量回饋實現了逆變橋所有功率器件的零電壓開通[5]。
功率開關S5、S6與S1、S4（S7、S8與S2、S3）之間的驅動信號均有相位差θ，在一個開關周期Ts內的共同導通時間為Tcom，見（1）式。由於移相角θ按正弦規律變化，且輸出濾波器的前端電壓uDC為雙極性SPWM波，故稱為雙極性移相控制。在穩態工作且輸出濾波電感電流iLf連續時，一個高頻開關周期內可分為四個開關狀態，如圖6(a)～(d)所示。圖6(a)、(d)和圖6(b)、(c)可分別用圖6(e)、(f)所示等效電路表示，其中r為等效阻抗。
4 原理試驗與仿真
4.1 單極性移相控制
設計實例：全橋橋式電路拓撲，單極性移相控制策略，輸入電壓Ui=270V±10% DC，輸出電壓Uo=115V/400Hz AC，額定容量S=1kVA，開關頻率Fs=50kHz，變壓器匝比N1/N2=25/20，濾波電感為0.5mH，濾波電容為2uF。
單極性移相控制逆變器原理試驗波形，如圖7所示。圖7（a）為變壓器原邊繞組電壓uEF波形，變壓器電壓是高頻交流脈衝波；圖7（b）為周波變換器功率開關S6B的驅動電壓和漏源電壓波形，實現了ZVS開關；圖7（c）為輸出濾波器前端電壓波形uDC，是單極性SPWM波；圖7（d）為輸出電壓波形，其有效值為115V，頻率為400Hz，波形光滑、失真度低。
4.2 雙極性移相控制
以全橋全波式電路為例，輸入電壓Ui=270V±10% DC，輸出電壓Uo=115V/400Hz AC，額定容量S=1kVA，開關頻率Fs=50kHz，變壓器匝比N1/N2 =22/22，變壓器漏感Ld=5uH，濾波電感為1mH，濾波電容為4.4uF。圖8為其仿真波形（iLf>0時，iLf= iA+iB），從中可見：1、前級逆變橋功率開關實現了ZVS軟開關（參看開關S3的驅動信號ugs3和漏源電壓uds3）；2、後級周波變換器功率開關可實現零電流開通和零電流關斷，是ZCS開關（參看開關S5、S7的漏源電流iA、iB和驅動信號ugs5、ugs7）。
雙極性移相控制高頻脈衝交流環節逆變器原理試驗波形，如圖9所示。可以看出，在輸出濾波電感電流過零點，輸出波形存在畸變，這是由於周波變換器功率開關的控制信號裡加入了電流極性選擇信號。
6 結論
為克服高頻脈衝交流環節逆變器存在的電壓過衝現象，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略。採用單極性移相控制，周波變換器功率器件可以實現ZVS軟開關；而採用雙極性移相控制時，前級逆變橋可實現ZVS，後級周波變換器可實現ZCS軟開關。仿真和實驗結果表明了兩類控制策略的可行性。