PFC與PWM控制器複合晶片ML4824及其應用研究

摘要：傳統的兩級APFC採用兩套控制電路和至少兩個功率開關管，增加了電路複雜程度及成本。隨著PFC/PWM兩級複合控制晶片的產生，兩級APFC的這一缺陷可以得到大大改善。基於對PFC/PWM兩級控制複合晶片ML4824功能的簡介，對兩級APFC技術進行了研究，並通過帶PFC的蓄電池充電器的研製，證實了該複合控制的可行性和實用性。關鍵詞：功率因數校正；脈寬調製控制器；雙管正激變換器

1引言

20世紀90年代以來，隨著各國對用電設備輸入電流諧波含量的限制，以及各種限制輸入電流諧波的標準的建立，使有源PFC技術取得了長足的進展。有源PFC技術由於變換器工作在高頻開關狀態，而具有體積小、重量輕、效率較高和功率因數高等優點。從電路結構上劃分，有源PFC可分為兩級PFC電路和單級PFC電路。單級PFC是近幾年研究的熱點，主要應用於低功率電路中。兩級PFC技術適合於各種功率應用範圍，具有THD低、PF高、PFC級輸出電壓恆定、保持時間長、輸入電壓範圍寬等眾多優點。但兩級PFC方案因為具有至少兩個開關管和兩套控制電路，從而增加了成本和複雜度。隨著近年來出現的PFC/PWM兩級控制複合晶片的產生，兩級PFC的這一缺陷可望得到較大改善。基於兩級複合晶片ML4824，本文對兩級PFC技術進行了研究，並通過對帶PFC的蓄電池充電器的研製，證實了該複合晶片的實用性和可行性。

2ML4824的內部結構及基本特徵

ML4824內部結構框圖如圖1所示。ML4824由平均電流控制的Boost型PFC前級和一個PWM後級組成，PWM級可以用作電流型或電壓型。ML4824分為ML4824?1和ML4824?2兩種型號。ML4824?2在圖1中間部分多了一個「×2」的環節，表示ML4824?2中PWM級的頻率為PFC級的2倍，這樣可以使得PWM級的磁芯元件體積和重量更小。

3功能概述

ML4824各管腳功能如表1所列。與其它PFC晶片相比，除了具有功率因數校正功能外，ML4824還有很多保護功能，如軟啟動、過壓保護、峰值電流限制、欠壓鎖定、佔空比限制等。

ML4824的優點體現在以下3個方面：

PFC與PWM控制器複合晶片ML4824及其應用研究

圖1ML4824內部結構框圖

圖2Boost?Buck兩級電路

1）它是一種PFC/PWM複合晶片，只需要一個時鐘信號，一套控制電路，就能控制兩級電路，簡化了設計。

2）PFC和PWM級分別採用了上升沿和下降沿的控制方式，減小了PFC輸出電容和PFC輸出電壓的紋波。

傳統的PWM變換器一般採用下降沿觸發或上升沿觸發的控制方式。在PFC/PWM兩級控制中，ML4824對觸發方式進行了精心設計，前後級分別採用上升沿觸發和下降沿觸發方式。

表1ML4824管腳排列管腳序號符號功能
1IEAOPFC級電流誤差放大器輸出
2IACPFC級輸入電壓波形採樣
3ISENSEPFC級輸入電流採樣
4VRMSPFC級輸入電壓幅值採樣
5SSPWM軟啟動
6VDCPWM輸出電壓誤差信號
7RMP1頻率設定
8RMP2PWM電流採樣
9DCILIMITPWM級限流腳
10GND接地腳
11PWMOUTPWM驅動信號輸出
12PFCOUTPFC驅動信號輸出
13VCC電源腳
14VREF7?5V電壓基準
15VFBPFC級輸出電壓採樣
16VEAOPFC級電流誤差放大器輸出
圖2所示為Boost＋Buck兩級電路，兩級電路都工作在CCM狀態。當兩級均採用下降沿模式的控制方式時，前級電路輸出電壓紋波可以表示為[1]VRipple=I2MAX×ESR＋（1）其中，I2MAX=（2）

當兩級電路分別採用上升沿觸發和下降沿觸發方式，也即前後級功率管互補開關時，前級輸出電壓紋波為：

VRipple=(I2MAX－I3)×ESR＋（3）

從式（1）和式（3）可見，兩級電路分別採用上升沿觸發和下降沿觸發方式，將使前級輸出電壓紋波大大減小。這表明：在紋波相同情況下，該方式所需的輸出濾波電容，其容值可以大大降低，而且電容的發熱問題也得以改善，在成本、效率和體積上都有優勢。

3）補償網絡的獨特設計實現了前後級的解耦，顯著地提高了PFC的誤差放大器的帶寬。

對於前級PFC電路而言，後級PWM級電路為恆功率負載特性，隨著輸入電壓升高，對應輸入電流下降，也即其輸入電阻為負阻特性。為了不影響系統的穩定性，必須採用合適的補償網絡來實現前後級的解耦，圖3所示給出補償網絡電路示意圖。

與一般的補償網絡不同，該補償網絡中，電流環補償網絡的一端連接到晶片的基準電壓，當基準電壓從零逐漸增大的時候，在IEAO（腳1）上產生一個壓差，從而防止PFC電路瞬間以最大佔空比工作，起到PFC軟啟動的作用。電壓環補償網絡的一端直接接地。ML4824的電壓誤差放大器有一個非線性的特性，當系統處於穩定的狀態，誤差放大器的跨導保持一個

圖3PFC級工作原理示意圖

圖5前級PFC主電路

圖6後級PWM主電路

很小的值，當母線電壓上有很大幹擾，或負載變化時，誤差放大器的輸入端VFB將偏離2.5V，使得誤差放大器的跨導顯著提高，如圖4所示。這一特性大大提高了電壓環的帶寬，提高電壓環的響應速度。

4帶PFC的蓄電池充電器研製

針對密封鉛酸蓄電池的充電裝置，基於複合控制晶片ML4824，設計完成了帶PFC的充電器原理樣機。具體設計指標如下：

採用限流定壓方式充電；

功率因數PF>0.99；

輸入電壓範圍AC176～264V；

輸出功率Pout=1000W；

輸出浮充電壓Vout=48V；

最大充電電流Imax=20A。

根據以上要求，我們確定兩級電路方案：前級為採用Boost拓撲的PFC電路，實現功率因數校正的同時把輸入電壓提升到DC380V（圖5）；後級為應用雙管正激拓撲的PWM電路，把DC380V母線電壓降到DC48VC，實現限流定壓方式充電（圖6）。

4.1PFC級電路設計

4.1.1功率級主要參數

1）儲能電感電感電流紋波以峰值電流的20％計，得出電感值L=0?53mH。選用上海鋼研所的鐵矽鋁磁粉芯SA?60環形磁芯，用65匝Φ0.5漆包線繞制而成。

2）輸出濾波電容由於採用了特殊的上升沿/下降沿觸發方式，有利於PFC級電路輸出電壓紋波的減小，本文電路最後取為220μF的電容，即可獲得較小的輸出電壓紋波（0.3V左右）。

4.1.2控制電路設計

PFC級控制電路如圖7所示。

母線上的饅頭波信號經R2、R3、R4、C6、C7構成的二階濾波網絡後作為輸入電壓前饋信號VRMS（腳4），同時母線上的饅頭波信號經電阻R5成為輸入電壓波形採樣信號IAC（腳2）。輸出電壓經R9、R17分壓送到ML4824的電壓誤差放大器的輸入端VFB（腳15），與基準比較後成為電壓誤差信號VEAO（腳16）。VRMS、IAC、VEAO構成ML4824內部乘法器的三個輸入端。R1為輸入電流採樣電阻，採樣的電流信號送到ISENSE（腳3）。R8、C11、C12和R18、C16、C17分別構成電流誤差放大器和電壓誤差放大器的補償網絡。R10和C10為ML4824斜坡信號發生網絡，電路的開關頻率由這兩個參數決定。

1）開關頻率的確定

開關頻率與R10、C10的關係為R10=－961C10（4）

取R10=43kΩ，C10=470pF，fsw=100kHz

圖4電壓誤差放大器的跨導－VFB曲線

圖7PFC級控制電路

PFC與PWM控制器複合晶片ML4824及其應用研究

2）輸出電壓採樣

電壓誤差放大器的基準為2.5V，有=－1=－1=151

取R17=2.2kΩ，考慮到每個電阻上的電壓不宜超過200V，R9取為150kΩ和180kΩ兩個電阻的串聯，即R9=330kΩ。

3）輸入電壓前饋

ML4824要求當輸入電壓最低時VRMS（腳4）電壓為1.2V，而且這個電壓必須經過很好的濾波，才能準確地反映輸入電壓的變化。

R2取2個510kΩ串聯，即R2=1.02MΩ，R3、R4分別取為R3=200kΩ，R4=10kΩ。

二階濾波電容可以由下式給出[2]：C6=（5）C7=（6）

式中：RTOT=R2＋R3＋R4。

C6、C7分別取為63nF、1μF。

4）輸入電壓波形採樣

乘法器的輸出為[3]

IGAINMOD=k×(VEAO－1.5)×IAC（7）

k為乘法器增益，當VRMS腳輸入1.2V電壓時，也即輸入電壓最低時，k取最大值0.328。為了避免乘法器飽和，乘法器的輸出要限制在200μA以內，因此R5要滿足R5?==2.16MΩ（8）

R5取2個1.2MΩ電阻串聯，即R5=2.4MΩ。

5）輸入電流採樣

輸入電流採樣電阻應滿足[3]R1≤（9）式中：kM=k=0.328×1762=10160；

RMVLO為乘法器輸出截止電阻（3.5kΩ）。由此：R1≤=0.078Ω

R1取兩個0.1Ω/10W的功率電阻並聯，即50mΩ/20W。

6）電壓環、電流環補償網絡

電壓環和電流環補償網絡的參數通過頻域仿真來優化選取，使系統的開環增益和相角裕度在合理的範圍內。電壓環補償網絡參數選為R18取200kΩ，C16取270nF，C17取27nF。

電流環補償網絡參數選為R8取33kΩ，C12取為289pF，C12取為2.89nF。

4.2PWM級電路設計

4.2.1功率級主要參數

1）變壓器設計磁芯選用EE55B，原副邊匝比為27/8，導線選用寬銅皮，原邊選用0.05mm厚銅皮，副邊選用0.25mm厚銅皮，寬度均為30mm。

2）輸出濾波電感L2=26.4μH。選取EE55B磁芯，12匝，氣隙為0.2125mm。

3）輸出濾波電容由於鋁電解電容的頻率特性較差，實際電路中採用3個470μF的電容並聯。

4.2.2控制電路設計

1）電壓環補償網絡同PFC級電路一樣，補償網絡的參數由頻域仿真綜合考慮。

2）軟啟動選擇C8=1μF。

充電器中仍包括驅動電路設計、輔助電源設計等，由於篇幅關係，這裡不一一詳述了。

5實驗結果與分析

5.1PFC級電路

1）輸入電壓與輸入電流波形

圖8為輸入電壓和輸入電流波形。

圖8（a）為未經功率因數校正，輸入電流畸變嚴重；圖8（b）為經功率因數校正後的波形，輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓的波形，功率因數得到了大大的提高。實測功率因數可達0.999。

2）開關管的vGS與vDS波形

圖9所示為捕捉到的兩個PFC級電路開關管vGS與vDS波形。開關管上電壓尖峰很小，開關管工作狀態良好。

3）PFC級電路輸出電壓

圖10為PFC級電路輸出電壓波形。由於採用特殊的上升沿/下降沿觸發方式，輸出電壓紋波很小。

5.2PWM級電路

圖11為PWM級電路滿載時幾個主要的實驗波形，從圖中可以看出，實驗波形和理論分析是一致的。

6結語

兩級PFC/PWM複合晶片ML4824，把PFC和

PWM控制複合在同一個晶片上，簡化了電路設計，降低了成本。由於前後級分別採用上升沿/下降沿觸發方式，在輸出濾波電容很小的情況下就可得到很小的電壓紋波。電壓誤差放大器補償網絡的獨特設計實現了前後級的解耦，顯著地提高了PFC的誤差放大器的帶寬。基於該晶片研製的帶PFC的定壓限流方式充電器驗證了該晶片的可行性和優點。

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