DC-DC變換器原理解析

　　系統採用電壓閉環控制方式，調節器採用變參數數字PI算法，實現了模擬系統難以實現的複雜算法和方便靈活的移相控制方案。通過一臺2 kW樣機進行了實驗，實驗系統的開關頻率為2 kHz。

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　　引言

　　移相全橋ZVS DCDC變換器是目前應用最廣泛的軟開關電路之一。作為一種具有優良性能的移相全橋變換器，其兩個橋臂的開關管均在零電壓軟開關條件下運行，開關損耗小，結構簡單，順應了直流電源小型化、高頻化的發展趨勢，因此在中大功率DCDC變換場合得到了廣泛應用，而系統數位化控制可進一步提高系統的可靠性。數位化系統具備完整的可編程能力，它使程序修改、算法升級、功能移植都非常容易，相對於模擬控制方式具有明顯的優勢。DCDC變換器的數位化控制是當前的研究熱點之一。本文分析了主電路原理，採用TMS320LF2407作為主控晶片實現了ZVS DCDC變換器的全數字控制，並給出了實驗結果。

　　1 主電路拓撲及工作原理

　　ZVS PWM DCDC全橋變換器的主電路結構如圖1所示，其主要波形如圖2所示。由圖1可見，電路結構與普通雙極性PWM變換器類似。 Q1、D1 和Q4、D4組成超前橋臂、Q2、D2和Q3、D3組成滯後橋臂;C1～C4分別是Q1～Q4的諧振電容，包括寄生電容和外接電容;Lr是諧振電感，包括變壓器的漏感;T副方和DR1、DR2組成全波整流電路，Lf、Cf組成輸出濾波器，RL是負載。Q1和Q3分別超前Q4和Q2一定相位（即移相角），通過調節移相角的大小來調節輸出電壓。由圖2可見，在一個開關周期中，移相全橋ZVS PWM DCDC變換器有12種開關模態，通過控制4個開關管 Q1～Q4，在A、B兩點得到一個幅值為Vin的交流方波電壓;經過高頻變壓器的隔離變壓後，在變壓器副方得到一個幅值為Vin/K的交流方波電壓，然後通過由DR1和DR2構成的輸出整流橋，得到幅值為Vin/K的直流方波電壓。這個直流方波電壓經過Lf和Cf組成的輸出濾波器後成為一個平直的直流電壓，其電壓值為

　　UO=DVin/K（D是佔空比）。Ton是導通時間，Ts是開關周期（Ts=t12-t0）。通過調節佔空比D來調節輸出電壓UO。

　　

　　圖1 變換器主電路結構

　　

　　圖2 變換器主要波形

　　由波形圖可見，移相全橋電路控制方式的特點是：

　　① 在一個開關周期Ts內，每個開關導通時間都略小於Ts/2，而關斷時間略大於Ts/2。

　　② 同一個半橋中，上、下兩個開關不能同時處於開通狀態，每個開關關斷到另一個開關開通都要經過一定的死區時間。

　　③ 比較互為對角的兩對開關管Q1、Q4和Q2、Q3的開關函數波形，Q1的波形比Q4的波形超前0~ Ton/2時間，Q2的波形比Q3的波形超前0~ Ton/2時間，因此Q1和Q2為超前橋臂， Q3和Q4為滯後橋臂。

　　2 控制晶片TMS320LF2407A

　　TMS320LF2407A是TI公司設計的一種數位訊號處理器，具有接口方便、編程簡單、穩定性好、精度高、方便以及可重複性等優點。TMS320LF2407A部分功能如下：

　　① 工作電壓3.3 V，有4種低功耗工作方式。電路設計時需考慮電平轉換，不要超過DSP的工作電壓。

　　② 單指令周期最短為25 ns（40 MHz），最高運算速度可達40MIPS，四級指令執行流水線。低功耗，有利於電池供電的場合;而高速度非常適用於電動機的實時控制。

　　③ 擁有2個專用於電動機控制的事件管理器（EV），每一個都包含：2個16位通用定時器，8個16位脈寬調製（PWM）輸出通道，1個能夠快速封鎖輸出的外部引腳/PDPINTx（其狀態可從COMCONx寄存器獲得），可防止上下橋臂直通的可編程死區功能，3個捕捉單元，1個增量式光電位置編碼器接口。

　　④ 16通道10位A/D轉換器，具有可編程自動排序功能，4個啟動A/D轉換的觸發源，最快A/D轉換時間為375 ns。

　　⑤ 控制器區域網（CAN）2.0B模塊。

　　⑥ 串行接口SPI和SCI模塊。

　　⑦ 基於鎖相環的時鐘發生器（PLL）。

　　⑧ 41個通用I/O引腳。

　　⑨ 32位累加器和32位中央算術邏輯單元（CALU）;16位×16位並行乘法器，可實現單指令周期的乘法運算;5個外部中斷。

　　⑩ 1149.11990 IEEE標準的JTAG仿真接口。

　　很寬的工作溫度範圍，普通級為-40～85 ℃，特殊級為-40～125 ℃。

　　3 系統的數字實現

　　圖3為變換器硬體結構框圖。由圖可見，系統採用閉環控制方式，將變換器兩側的電壓、電流經霍爾檢測電路檢測並轉換成相應的電壓信號進行濾波，所得的反饋信號一方面送入DSP片內進行A/D轉換後進行閉環控制運算，同時送到故障保護電路。本系統電壓環採用PI調節器。數字PI調節器根據給定值和反饋信號值進行偏差調節，其輸出結果決定了超前、滯後臂之間PWM驅動波形移相角的大小，從而使控制量跟蹤給定量;DSP發出的驅動信號經電平轉換電路進行電平轉換後，送到驅動晶片M57962L形成最終的IGBT驅動信號。故障保護電路則對電流、電壓反饋信號進行判斷、處理，在故障發生時給出故障信號並從軟體上置 PWM為無效方式，硬體上立即封鎖IGBT驅動，對系統進行保護。數碼管顯示電路由帶SPI接口的MAX7219和多位數碼管組成。MAX7219適合標準的SPI通信方式，同時還具有解碼、驅動及數據鎖存功能。每片MAX7219能以掃描方式對4位數碼管進行智能化管理，大大降低了微處理器用於實時顯示的時間。

　　

　　圖3 變換器硬體結構框圖

　　3.1 基於DSP的直接移相脈衝生成方法

　　移相是滯後臂驅動相對於超前臂驅動之間的一個周期性延時，其延時角即為移相角。設PWM1/PWM2驅動超前臂開關管，PWM3/PWM4驅動滯後臂開關管，每個橋臂上下兩管之間的驅動互補且帶死區。在實現中

　　

　　圖4 基於DSP的直接移相脈衝生成方法

　　可以固定超前臂的驅動在每一周期的T0時刻發出，那麼只要延遲移相角Φ對應的時間再發生全比較事件則可以得到滯後臂的驅動，可以實現0°～180°範圍內的自由移相。由圖4可見，定時器T1的計數方式為連續增減模式，在計數器T1CNT=0和T1CNT=T1PR時分別更新CMPR1和CMPR2的值，這一過程可以分別在T1的下溢中斷和周期中斷中完成。設移相角Φ對應的延遲時間為Td，顯然在0～T/2、T/2～T時間段內，CMPR1、CMPR2值的關係可分別表示如下：

　　

　　這種脈衝生成方法只需用到DSP的PWM1～PWM4的4個口，而且可以利用死區設置寄存器可編程地直接設置死區，因此非常靈活方便，簡單可靠。

　　3.2 系統軟體設計

　　系統軟體主要有主程序和中斷服務程序兩大部分。主程序主要是完成系統初始化、開關機檢測、開關機初始化，然後進入主程序循環等待中斷，圖5為主程序流程。中斷服務程序包括周期中斷程序、下溢中斷程序等。在周期中斷程序中完成讀取電壓採樣值、數字濾波、實施控制算法、啟動電流A/D轉換、調節器運算程序等工作。如果系統出現故障，則外部硬體產生信號去封鎖脈衝放大和整形電路，同時產生信號送DSP，產生中斷封鎖脈衝輸出。為了達到更好的控制效果，調節器採用變參數數字PI算法，其控制思想是按照電壓誤差e（k）的正、負及上升、下降趨勢，將反饋電壓一個周期的波動分為6個區間，在不同的區間調用不同的 PI參數，從而實現最佳PI 調節，其數學表達式為：

　　

　　其程序流程如圖6所示。

　　

　　圖5 主程序流程 圖6 變參數PI算法流程

　　4 實驗結果

　　根據前述方案搭建了實驗系統，實驗中採用三菱公司的智能功率模塊（IPM）PM200DSA120作為逆變器的主開關器件。它抗幹擾能力強、開關速度較快，功耗較低，具有驅動電源欠壓保護、橋臂對管互鎖保護、 過流保護以及過熱保護等功能。開關頻率為fs=10 kHz，開通時間為ton=1.4 μs，關斷時間為toff=2.0 μs。實驗波形如圖7至圖9所示。圖7為 PWM1、PWM2的互補波形，由圖可知，它們之間存在死區，該死區是可編程的，可根據實際情況來確定。圖8為PWM1、PWM3之間的移相15°的波形，該移相角可通過程序來控制，根據給定及負載的大小進行自動調節。圖9為T1管的驅動波形，正電壓大約為15 V，負電壓大約為9 V。

　　

　　圖7 PWM1、PWM2的互補波形

　　

　　圖8 PWM1、PWM3移相15°波形

　　

　　圖9 IGBT的驅動波形

　　5 結論

　　本文研究的是移相全橋全數字ZVS DC/DC變換器，具體分析了它的工作原理，給出了其數字實現方案，並進行了實驗。實驗結果說明了方案的可行性。基於DSP的移相全橋全數字ZVS DC/DC變換器結構簡單，工作可靠，易於實現，調試方便，功能完善，動靜態性能與模擬變換器一樣好，有很好的應用前景。