引言
開關電源在選定電路拓撲以後，就要進行電路設計。根據技術規範計算電路參數，再根據電路參數選擇電路元器件。整個電路設計主要是正確選擇元器件。而元器件有各自的屬性：電壓、電流、功率以及時間參數。但在教科書中很難找到電路設計計算參數與元器件參數之間的關係，不知如何選擇恰當的元器件。例如你計算出電阻上損耗是0.7W，你就選一個1W電阻。如果電路中電阻消耗的功率是1W的很短脈衝，並不需要1W定額的電阻。但是你怎樣確定一個0.5W或0.7W電阻就可以承受這樣的脈衝呢？
在開關電源中很多像這樣的元件選擇問題。這樣的問題一般是靠經驗，或向有經驗的人求教，當然查閱手冊是免不了的。這裡介紹開關電源中常用元器件使用中的問題，以供讀者參考。
1 電阻
電阻是最常用的電子元件，選擇時還應當注意如下事項。
1.1電阻的類型
按電阻材料分，目前在電子電路中使用的電阻有碳質電阻、碳膜電阻、金屬膜電阻、金屬氧化膜電阻、線繞電阻、壓敏電阻和溫度電阻（PTC－正溫度係數，NTC－負溫度係數）。電阻的一般特性如表1所示
表1 電阻阻值範圍和溫度特性
碳值電阻使用最早，功率等級相同其體積比金屬膜電阻大，今天還比金屬膜貴。金屬膜電阻與碳值電阻具有相同的頻率相應。金屬氧化膜與金屬膜電阻相似，但溫度係數比較大。還有線繞電阻。尺寸從體積較小的1W電阻到1kW的可變電阻。這些電阻之所以稱為線繞電阻是因為它是用高阻的電阻絲繞成的，通常繞在一個瓷管上，可以想像為一個螺管線圈，因此它具有一定的電感。它也可用相等匝數相反方向繞，這種線繞電阻具有很小的電感量，通常稱為無感電阻。線繞電阻能承受更大的脈衝功率。表2列出了各種電阻和應用場合。
表2 主要電阻選擇指南
1.2電阻值與公差
電路設計時，有時你計算出電阻值為15.78kΩ，87.45Ω。這些怪異電阻值有標稱值嗎？實際上。電阻的標稱值近似以10進對數分布的，如1kΩ,10kΩ等。根據公差不同，有不同的10進電阻標稱值。
以前使用得最多的是公差5%的電阻。標稱值如表3所示，例如標稱值1.2，表示1.2Ω，12Ω，120Ω,1.2kΩ，12kΩ,120kΩ,1.2MΩ等等。但是，今天插件的1％電阻也比較便宜，並最容易買到。沒有理由不採用1％電阻。一般以色圈表示電阻的阻值、公差，有些還表示可靠程度。電阻色環意義如圖1所示。
表3 公差為5％電阻標稱值
圖1電阻色碼意義
1，2，3環色環黑棕紅橙黃綠蘭紫灰白分別為0～9－數字環和方次。4環公差5％為金色，10％為銀色。1％，2％，3％，4％分別為棕紅橙黃。5環表示1000小時損壞％，棕紅橙黃分別表示1，0.1,0.01和0.001.
產品設計時，採購人員希望元器件品種越少越好，同一標稱值元件越多，批量越大，成本越低。在小功率控制與保護電路中，如果沒有特殊要求而又對電路性能沒有明顯的影響，儘量採用相同的標稱值，這樣可降低電源成本。如果你做一個分壓器（即電阻比），其中一個總可以採用10kΩ電阻。
在印刷電路板上可以應用多大電阻？實際上，最大阻值受印刷電路板兩點之間的絕緣電阻有關。特別是表面貼裝的元件，電阻引線端距離很近，嚴重時，兩端之間漏電流可能達到等效1～10MΩ電阻。因而，你如果要放一個100MΩ到電路中，它與漏電阻並聯，最終你只得到1～10MΩ，而不是100MΩ。例如運算放大器的反饋電阻就有相似的問題。所以除了特殊要求，一般避免採用1MΩ以上電阻。如果一定要1MΩ以上電阻（例如從輸入電網取得偏置電流，又不希望電流太大）時，可以用多個1MΩ電阻串聯，以增加漏電距離。
1.3 最大電壓
不管你信不信，電阻有最大電壓定額。它並不是功耗決定的，而是電阻可能引起電弧。當採用表面貼裝電阻時，這個問題特別嚴重，因為電阻兩端特別接近。如果電壓大於100V，應當檢查接近高壓的電阻的電壓定額。如果一個耐壓500V的電阻，可靠要求高時，只用耐壓的一般，通常採用兩個以上電阻串聯減少電阻電壓定額要求。
1.4 功率定額
大家都知道不會讓1/4W電阻損耗1/2W。但什麼是1/4W電阻？軍方為增加電阻可靠性，不允許電阻損耗大於額定功率的一半（不管碳值還是金屬膜）。為了滿足這個要求，電阻生產公司供給軍用的電阻自己減額，例如，不會讓軍用電阻損耗功率超過軍用電阻定額的70%。這就是說將1W電阻標為0.5W為此某些公司專門生產軍用型電阻（即RN55或RN60）總是減額50％。即實際1/2W的電阻他們叫做1/4W，完全搞糊塗了，外觀看起來像一個1/4W電阻，你還得仔細查看手冊是不是你需要的電阻。
我們讓1/4W電阻損耗0.25W，在手冊標明電阻能夠處理這個功率。然而，太熱了－線繞電阻定額工作溫度可能為270℃，根本不能觸摸，溫度太高，並產生較大數值漂移。
軍用電阻僅是穩態工作定額的功率一半。
讓1W線繞電阻損耗僅1W功率，這種限制僅僅是穩態（即許多秒或更長時間）要求。對於短時間，線繞電阻可以處理比額定功率大許多倍而不損壞。對於其它電阻類型電阻並不如此。你應當嚴格遵循其最大功率定額，儘管短時間沒有問題，例如100mW非線繞電阻損耗100mW功率持續100ms。
1.5 可變電阻
可變電阻是實驗室可變功率電阻的一般名稱。功率範圍在數十瓦到1kW之間，作為可變電阻，可以用滑動臂短接部分線圈電阻，很明顯，如果用電阻的一半，也只能損耗一半功率。如果300W變阻器，一半電阻你不能讓它損耗大於150W的功率。實際上，你應當根據變阻器功率和阻值計算出變阻器允許的電流，只要允許電流不超過變阻器的電流限值，就大可不必擔心調節負載時燒壞變阻器。但是，在調試有時未必能注意到負載電流大小，仍有可能超過電阻功率限值，最好的解決辦法是與變阻器串連一個算好功率的固定電阻，這樣即使可變電阻調到零，也不會損耗太大。
1.6 電阻的電感
如上所述線繞電阻是有電感的，即使碳膜、金屬膜或金屬氧化膜等為增加阻值，通常刻成螺旋線增加電阻幾何長度，也是具有電感量的。小功率電阻一般用在控制電路中，除非是用來檢測電流，一般不注意電阻的電感問題。一般線繞電阻具有一定電感量，在典型開關頻率顯得感抗相當大，感抗可能大於電阻值，在電流躍變部分出現很大尖峰，不能正確反應電流波形和給出正確的電流讀數。
某些製造廠生產一種特殊的線繞無感電阻，具有很低的電感（雖然不為零），當然這種電阻價格稍高些。
1.7 分流器
當要求檢測電流時，可以採用霍爾元件、電流互感器。霍爾原理的電流互感器價格太高；電流互感器只是用於檢測交流電流或脈衝直流電流的磁性元件。成本雖然比霍爾元件低，但也比較複雜，也不能測量恆定直流電流，測量直流電流通常採用分流器。分流器是一個溫度係數幾乎為零（錳銅）的金屬條。分流器的尺寸按需要定。分流器是一個電阻，也具有電感，這就限制了它的應用。作為例子，100A電流在分流器時滿載產生100mV壓降，（英美標準滿載電流電壓是100mV或50mV,中國是75mV）。其電阻為100mV/100A=1mΩ，分流器用金屬大約2.5cm長，具有電感為20nH。這樣器件的傳遞函數在頻率為f=1mΩ/（2π×20nH）＝8kHz時為零。為減少電感的影響，可以加大檢測電壓（增加電阻值）或用多個金屬條疊裝並聯來減少電感。在後面將講到用差動放大消除分流器電感對的信號影響。
有時接在電流通路中的檢測電阻比較小，連線電阻（或壓降）可以和檢測電阻比較，大大影響測量精度，且不易控制。為了減少連線電阻影響，在設計PCB布線時，應當從檢測電阻端專門用兩根信號線接出電流信號，決不要就近接地，單獨引出。為避免單線檢測，製造商利用分流器原理生產專用檢測電阻－四端電阻，在檢測電阻兩端再引出兩個檢測信號線，提供信號輸出。
PCB導電線是一段銅箔，當然它也有電阻。有時測量精度要求不高，PCB電路線電阻作為電流檢測電阻。在這種情況下，既沒有附加大的損耗，也不提高成本。當然，電阻精度由PCB線的尺寸精度決定，應當記住銅的溫度係數約為0.4％/℃，溫度升高監測電壓會隨溫度增加。如果銅皮厚度為35μm，室溫下銅皮線的電阻由如下公式決定
式中l，d－PCB線長度和寬度。如果銅皮厚度為70μm，上式中係數0.5更改為0.25即可。
2 電容和它的應用
在電源中應用相當多種類的電容，輸出和輸入濾波電容、高頻旁路電容、諧振緩衝電容、電磁兼容濾波電容以及振蕩定時電容等等。並且每種應用對電容要求不同，使用的電容種類也不同。如果你想完成你的電源設計，你必須在不同地方選擇不同的電容。表4列出了電容選擇參考。
表4電容的選擇指南
2.1 電容的類型
用在電源輸出和輸入端的最普遍的是電解電容。可以買到不同類型電解電容，但最常應用（最價廉）是鋁電解電容,常說的電解電容就是指鋁電解電容(CD)。還有鉭電解電容(CA)，有固鉭和液鉭。鋁電解有非常多種類，並有你所需要的電壓定額和容量（mF，和數百V電壓）,但尺寸比較大。
鉭電容比鋁電容具有好得多的高頻特性，但價格貴而且電壓限制在100V和容量數百μF以下。中功率電源輸入最好選擇鋁電解電容，而輸出低壓採用貼片鉭電容。當然貼片比插件的容量小而電壓低。
定時和高頻旁路通常採用陶瓷電容，有瓷介電容和瓷片電容(CC)。容量在幾個pF到1μF。還能夠買到MLC（多層陶瓷）型電容，多層電容的ESR極低且容量大，容量可達幾百μF，可以代替鉭電容。
另一類是塑料介質電容，有聚乙烯、滌綸（CL）、聚丙烯(CB)、聚四氟乙烯(CF)、聚碳酸脂等薄膜電容。特別是聚丙烯用於很高的dv/dt電路中，像準諧振變換器和緩衝電路。紙介電容(CZ)高頻交流損耗大，一般只用於低頻濾波電路。
表5各種電容使用的頻率範圍
2.2 電容的標準值
不像電阻那樣，電容僅有少幾個標稱值：1.0，1.2，1.5，.8，2.2，2.7，3.3，4.7和6.8等，這主要是因為電容的公差比電阻大。偶爾有5.6和8.2。所以你在計算時間常數或環路補償時，電容選擇一個標稱值，然後選擇電阻達到你需要的時間常數，這要比用幾個電容合成一個特殊值價廉得多。
印刷電路上應用最小電容和最大電阻一樣，也有限制。印刷板上兩個靠得很近的導體之間的分布電容，可能掩蓋了你要接入的電容。所以除非特別小心處理，一般不要用小於22pF以下的電容。
2.4 公差
，證實產品是好的。仔細檢查在整個工作溫度範圍內的誤差，某些電容在－40℃時容量損失達80%。色碼電阻的容差符號如表4所示
表6 色碼電容誤差值
2.5 ESR和功率損耗
在電容手冊中規定了電容的等效串聯電阻(ESR),或者給出規定頻率（例如電解電容為120Hz）測試的損耗角tanδ＝ωCRESR。而你將它使用在高頻電路中，例如用在100kHz，這時電容的ESR是多少可能使你感到為難。而ESR與頻率、溫度和電壓定額有關。在－25℃幾乎是25℃時的3倍。為預測電容的ESR，你必須知道工作頻率時相差不大於1個數量級的ESR數據。
例如，一個電源100kHz的電流紋波峰峰值1A，輸出電壓紋波峰峰值為50mV。變化的電荷量為1A×(1/100kHz)=10μC，要是電容沒有ESR，需要電容量為C=Q/U=10μC/50mV=200μF。假定採用兩個100μF電解電容。100μF電容室溫下典型的ESR為100mΩ。為了將紋波降低到50mV，需要ESR＝50mV/1A＝50mΩ，兩個100μF並聯獲得（這裡僅考慮ESR的影響，如果再考慮電容量和ESR一起對紋波電壓影響，應當為3個100μF電容並聯）。但是在－25℃時一個電容的ESR為300mΩ，實際上需要6個電容。在低溫時6個電容50mV，由於電容紋波電壓僅17mV，而電阻和電容的壓降不同相，所以總的紋波電壓大約Upp=[(502+172)]1/2=53mV。顯然設計的濾波器很大。高頻時ESR比電容量更主要，一般根據允許的紋波電壓和預計的ESR選擇電容量。
由於ESR存在，在電容充放電電流產生電阻損耗(ESR)I2，引起電容發熱，這是影響電容壽命的主要因素。這裡電流是有效值。
有資料介紹，就目前生產的鋁電解電容在很大電壓範圍內，大量統計得到常溫下ESR×C=50~85×10－6(s)。一般初始計算時取其平均值65×10－6(s)。再根據允許電壓紋波選擇電容量。選擇了電容量以後，再根據電壓定額修正ESR值。提供閉環穩定性設計。
2.6 老化
電解電容的電解質乾涸而失去容量，這就是電解電容的老化。當容量超出容差範圍，判定電容的壽命終止。通常規定電解電容工作溫度85℃壽命1000小時和105℃壽命2000小時。很多電子設備的MTBF（Mean Time between Failures）主要由電容的壽命決定。但規定壽命「1000小時」實際上說明電解電容一些問題。如果將電源在高溫下運行，或運行許多年，你需要找一個電容至少標定電解電容2000小時，最好5000小時。那麼接近老化定額時電容發生了什麼？電容容量下降，電源紋波增加，直至電源不滿足規範。你等不到1年看到電容的如何損壞，但是加速壽命試驗很快顯示出電容之間壽命的不同。
電解電容的壽命與溫度有關，電容的壽命隨溫度上升10℃下降1倍，所以85℃壽命2000小時，而在平均溫度25℃時壽命為2000×26=128000=16年。這裡用的是平均溫度，不是最大溫度，也不是額定溫度。除此之外，你將發現賣不到滿足整個壽命規範的電容。
因為電容老化與溫度緊密相關，所以電容安裝時儘量不要靠近功率器件和發熱源，同時通風良好。多個電容安裝在一起時，電容之間應當留有空隙。不同外形尺寸的電容間距離為φ40以上>5mm, φ18～35應>3mm，φ6～16為>2mm。
dv/dt
在準諧振變換器中，通常採用不同類型的金屬化塑料電容。在這種場合，諧振電流在ESR上損耗很大，這就是電容尺寸的限制因素。而電容用紋波電流來定額，基本上決定於ESR的I2R損耗和封裝的散熱性能，塑料電容有dv/dt（因為電荷Q=C×V,電流I=dQ/dt＝Cdv/dt）等效定額,為了證實你的電容定額是恰當的，需要在電路中測量。不論是測量通過電容的電流，還是它的dv/dt，取決於電路組態－你需要寬帶放大器精確測量dv/dt，但你需要一個測量電流的可能引入不必要電感的環路。總之，要確認你得到你用的電容dv/dt定額。否則電容可能自損壞。
圖2 電容串聯實際方法
2.7 電容串聯
如果不能得到相應電壓的電容，是否可以將電容串聯？當電容串聯時，形成一個分壓器。應當用電容量相同的電容器串聯。為了均壓，在每個電容上並聯一個相等的電阻（圖2）使得電壓平衡。電阻上流過的電流工程上應比電容器的漏電流大5倍以上來選擇電阻，以避免漏電流偏差影響均壓。
圖2 電容串聯實際方法
3 輸出整流
3.1 肖特基二極體
在輸出低壓低的變換器中肖特基作為輸出整流管是最好的，因為它正向壓降低，又沒有反向恢復時間，正確嗎？雖然它確實正向壓降低和沒有反向恢復時間，但肖特基二極體在陰極和陽極之間通常有較大的電容。隨加在肖特基上電壓變化對此電容必然存在充電和放電（當肖特基幾乎沒有加電壓時，電容最大）。這種現象非常像普通二極體的反相恢復電流。視電路不同，也可能其損耗比用一個超快恢復整流管時損耗大得多。
還應當注意此結電容，雖然電荷Q低，仍然可能與電路中雜散電感引起振蕩，在某些諧振設計中利用此特性做成軟開關。所以與普通二極體一樣有必要給肖特基加一個緩衝電路，這樣增加了損耗。此外肖特基在高溫和它的額定電壓下有很大的漏電流。漏電流可能將正激變換器次級短路，這也許就是鍺二極體漏電流太大而不用的原因。因為這個緣故，為使反向電流不要太大，只能用到肖特基額定電壓的3/4，溫度不超過110℃。
高壓肖特基與普通二極體正向壓降相近。你就沒有必要一定要用這樣的器件。如果今後技術發展，高壓肖特基二極體確實比雙極型二極體正向壓降低，則另當別論。
3.2 二極體
設計一個12V輸出，16A電流，能否用兩個10A定額的二極體並聯？由於二極體正向壓降的負溫度係數特性和正向壓降的離散性，結果一個電流較大的二極體，損耗加大而溫度高，正向壓降降低電流繼續加大，正反饋，最後導致一個二極體流過全部電流而燒壞，記住了嗎？所以雖然能將二極體並聯但應當注意熱平衡（即確保它們之間最小的熱組）。如果用兩個分立二極體實際上這樣做不會很成功。要是兩個二極體做在一個晶片上，具有相同的熱和電氣特性。可以做到較好均衡。
MOSFET壓降具有正溫度特性，使得並聯容易。
3.3 反向恢復
肖特基沒有反向恢復時間，而所有雙極型二極體都有反向恢復問題。它是在二極體正嚮導通電流IF關斷時刻，由於少數載流子存儲效應不能立即消失，還能在短時間trr=ta+tb(圖3)流過反方向（即由陰極到陽極）電流，這個時間trr 叫做反向恢復時間。圖3圖解了這個異常現象。在ta時間內反向電流上升到最大值，在變壓器的漏感和引線等寄生電感中存儲能量(圖4)，此後（tb），二極體開始截止，迫使電路中電流減少，存儲在電感中的能量釋放，與相關電路分布電容形成振蕩，產生嚴重的振鈴現象，這對變換器效率、電磁兼容造成極大影響。根據反向恢復時間將二極體的分成不同等級（普通整流管、快恢復，超快恢復等等）。高頻變換器在輸出級峰值電壓50V以上總是採用超快恢復二極體，50V以下採用肖特基二極體。輸出電壓低時採用同步整流MOSFET。同步整流的MOSFET的體二極體恢復速度很慢，通常大約為1μs。它不適宜作為整流管。這就是為什麼通常用肖特基與同步整流MOSFET管並聯：在MOSFET關斷時肖特基流過幾乎全部電流，這意味著體二極體不需要反向恢復。
快速二極體損耗小，是否越快越好？但是如果是電網整流二極體用超快恢復二極體不是好主意。問題是快恢復時間產生快速下降沿，引起電磁幹擾。在這種情況下，最好還是採用普通的恢復時間5~10μs的整流管。
高電壓定額二極體比低電壓定額的二極體有更高的正向壓降和較長的恢復時間。這就是為什麼在滿足電路要求的前提下，儘可能選擇較低定額的整流管。大電流定額的二極體比小電流有更長的恢復時間，大馬拉小車也不是好主意。
圖3 雙極型二極體反向恢復特性
圖4在電流從陽極流向陰極之後，在陽極－陰極之間加反向電壓，電流由陰極流向陽極
4 功率電晶體（GTR)
目前使用的功率開關電晶體也稱GTR(巨型電晶體），有功率雙極型電晶體（BJT）、MOSFET和IGBT。開關電源中功率管主要關心器件的導通電阻（或壓降）和開關速度。功率電晶體的導通壓降和開關速度都與其電壓定額有關。電壓定額越高，導通壓降越大，開關時間越長。因此，在滿足1.2~1.5倍工作電壓外，儘可能選擇電壓低的器件。
4.1 雙極型電晶體（BJT）
功率雙極型電晶體輸出特性有一個以集電極最大電流ICM，集電極最大允許損耗PCM，二次擊穿特性Is/b和集電極－發射極擊穿電壓U(BR)CEO為邊界構成的安全工作區（SOA）。不管在瞬態還是在穩態，電晶體電流與電壓軌跡都不應當超出安全工作區對應的邊界。同時邊界限值與溫度、脈衝寬度有關，溫度升高有些邊界還應當降額。
許多小信號BJT二次擊穿特性在ICM，PCM，U(BR)CEO為邊界的安全區以內。同時小信號BJT沒有開關工作規範，列出最大直流集電極電流，但沒有與脈衝電流有關的曲線。如果沒有給你電流脈衝電流定額，可假定器件能夠處理脈衝電流是額定直流的兩倍比較合理。如果這是按照保險絲電流來定額，脈衝電流幅值與脈衝持續時間有關；事實上，電流限制是限制局部電流過大。短路時不超過2倍直流電流最安全。
大電流BJT功率管(不包括達林頓)的β一般較低，BJT的β與電流、老化、溫度以及電壓定額等參數有關。一般取最小β＝5～10。
不要忘了集電極漏電流，每10℃增加1倍。這將引起截止損耗。
為降低電晶體的導通損耗，一般功率管導通時為過飽和狀態。但這樣增大了存儲時間，降低開關了速度。為了減少存儲時間，電晶體在關斷時一般給B－E極之間加反向電壓，抽出基區過剩的載流子。如果施加的反壓太大，B－E結將發生反向齊納擊穿。一般矽功率電晶體B－E反向擊穿電壓為5~6V。為避免擊穿電流過大，需用一個電阻限制擊穿電流。
為了快速關斷電晶體，採用抗飽和電路，如圖5。電路中集電極飽和電壓Uce=UDb+Ube－UDc。如果UDb＝Ube＝UDc＝0.7V，則Uce=0.7V,使得過大的驅動電流流經集電極，降低電晶體的飽和深度，存儲時間減少，關斷加快。如果允許電晶體飽和壓降大，飽和深度降低，二極體Db可以用兩個二極體串聯,則電晶體飽和壓降大約為1.4V準飽和狀態，很小的存儲時間，關斷時間縮短，但導通損耗加大。
圖5 抗飽和電路加速關斷
雙極型功率管電壓電流定額越大，開關速度越慢。例如採用抗飽和等加速開關措施後，U(BR)CEO=450V,50A開關管可以工作在50kHz，損耗可以接受。
4.2 MOSFET電晶體
場效應電晶體有結型和MOS(Metal Oxide Semiconductor)型。功率場效應管一般是MOSFET。而MOSFET還有P溝道和N溝道。較大功率一般不用P溝道，因為與N溝道相同電流和電壓定額的管子導通電阻比N溝道大，同時開關速度也比N溝道慢。
MOSFET內部結構源極和漏極對稱的，且可以互換的。只要在柵極和源極（漏極）之間加一定正電壓（N溝道），就能導通。因此MOSFET也常用於同步整流，它能雙嚮導通電流。
損耗
損耗有三個部分：導通損耗，柵極損耗和開關損耗。
導通損耗MOSFET完全導通時，漏－源之間有一個電阻Ron上的損耗。應當注意手冊上導通電阻測試條件，測試時一般柵極驅動電壓為15V。如果你的驅動電壓小於測試值，導通電阻應比手冊大，而且導通損耗P=RonI2也加大。同時你還應當知道導通電阻隨溫度上升而增加，典型為R(T)=R25×1.007T-25，T－結溫。所以如果你要知道實際結溫，根據熱阻乘以損耗求得結溫，再根據新的熱態電阻求得損耗，如此反覆迭代，直到收斂為止。如果不收斂，損耗功率太大。
柵極損耗為驅動柵極電荷損耗。即柵極電容的充放電損耗，它不是損耗在MOSFET上，而是柵極電阻或驅動電路上。雖然電容與柵極電壓是高度非線性關係，手冊中給出了柵極達到一定電壓Ug的電荷Qg，因此將此電荷驅動柵極的功率為P=QgVf。請注意這裡沒有係數0.5。要是實際驅動電壓和手冊對應的電荷規定電壓不同，可以這樣近似處理，用兩個電壓比乘以柵極電荷比較合理。要是你的柵極電壓比手冊規定高的話，這樣做最好。但密勒電容電荷是造成計算誤差的主要因素。
開關損耗隨著MOSFET的交替導通與截止（非諧振），瞬態電壓和電流的交越導致功率損耗，稱為開關損耗。開關電路中帶有電感，電流或電壓一般總是同時達到最大時轉換，如果電流或電壓隨時間線性變化，由此可以推導出開關損耗：在斷續導通模式中，損耗為P=IpkUpktsfs/2；而在連續模式中，此損耗加倍。這裡Upk為MOSFET由導通到截止時漏－源電壓（和截止到導通的連續模式）；Ipk為漏極峰值電流；ts為開關過渡時間；fs為開關頻率。這就是為什麼柵極驅動越「硬」損耗越低。
從損耗的角度希望驅動越硬越好，也就是要求驅動波形的前後沿陡。但因為MOSFET的輸入是一個電容，驅動波形越陡，即開關時dUg/dt越大，就意味著必須要求驅動電路提供很大的驅動電流，驅動信號源內阻越小越好。但是開關速度越快，柵極電路微小寄生參數就會興風作浪，而EMI問題越突出。
總之，MOSFET的總損耗是通態、柵極電荷和開關損耗之和。而總損耗中僅僅是第一和第三項是損耗在MOSFET上的。用這個方法計算損耗，就可以用封裝的熱阻計算MOSFET是不是過熱還是涼的，要是不對，那你肯定算錯了。
總之，MOSFET的總損耗是通態、柵極電荷和開關損耗之和。而總損耗中僅僅是第一和第三項是損耗在MOSFET上的。用這個方法計算損耗，就可以用封裝的熱阻計算MOSFET是不是過熱還是涼的，要是不對，那你肯定算錯了。
從降低開關損耗的觀點要求驅動波形前後沿越陡越好，驅動源是理想電壓源。但是，除了帶有驅動電路的功率模塊以外，柵極驅動電路不可能與柵極連線最短，連線電感是不可避免的。線路電感與輸入電容在驅動電壓激勵下引起嚴重的振蕩，使驅動無法正常工作。為此，一般總在MOSFET柵極串聯一個電阻，對振蕩阻尼在可接受範圍內。但是，電阻的加入破壞了驅動的電源壓特性，限制了驅動電流，降低了前後沿陡度，驅動波形前沿出現明顯指數上升特性，並在驅動達到MOSFET開啟電壓UT時，由於漏－柵電容放電的密勒效應造成柵極電壓「打折」（圖6），加大導通損耗。在關斷時，密勒電容的放電效應，使得關斷延緩或誤導通，增加了關斷損耗。因此，柵極電阻不能太大，只要抑制振蕩就行。從根本上應當儘量縮短柵極與驅動連接距離。
圖6 非理想電壓驅動源柵極電壓波形
但如果兩個MOSFET並聯，可能你仍用一個電阻，或許用它原來的一半。不，這樣不行，即使有另外限流措施，如磁珠串聯，仍必須每個柵極一個電阻。原因是兩個MOSFET有各自的柵極電荷和引線電感，形成一個欠阻尼振蕩網絡，而觀察到並聯的MOSFET有100MHz振蕩！如果用一個數字示波器，並不注意此振蕩，你可能看不到它們，但它們引起損耗，當然也引起EMI。柵極電阻主要是用來阻尼柵極振蕩。
為了避免振蕩，在柵極－源極之間並聯一個20V穩壓二極體，有人用40V驅動柵極，使柵極電容充電更快地通過開啟電壓。當達到20V時，箝位二極體擊穿保護柵極電壓不要超過它的最大值，這樣消耗了更大功率。正確的方法是用低輸出阻抗的源驅動柵極。要是功率MOSFET導通時間10ns的驅動最好。
功率MOSFET可以工作範圍很廣，低電壓下幾十瓦達1MHz以上；數千瓦可達數百kHz。低電壓器件導通電阻很小，隨電壓定額提高，導通電阻隨電壓增加指數增加。利用這一特性低電壓用於同步整流，也可將低電壓MOSFET串聯在BJT發射極，利用MOSFET的開關速度，利用BJT的電壓定額。圖7是這種組合的實用的例子。
圖7中U為MOSFET和BJT驅動電源。T為BJT的比例驅動電流互感器。PWM信號驅動MOSFET(Tr1)。當MOSFET導通時，導通壓降很小，將BJT的發射極接地，驅動電源U通過限流電阻R迫使BJT初始導通，一旦BJT開始導通，設置在BJT集電極的電流互感器T在初級流過電流Ic，在次級正比感應電流經D1注入到BJT基極。一般互感器變比1/n<（1/β）,例如n=1:10,而BJT的最小β＝15。這樣互感器注入到BJT的電流產生更大的集電極電流，從而更大的基極電流注入，如此正反饋直至BJT飽和導通。完成導通過程。
圖7 MOSFET與BJT組合
如果先將MOSFET關斷，首先BJT的發射極電位提高造成BE結反偏，集電極電流減少，互感器初級電流減少，基極電流減少，一旦進入BJT放大區迅速正反饋關斷BJT。
大電流低壓MOSFET導通電阻非常小，開關速度快；而BJT關斷時，承受電壓是U(BR)CER。例如，有一個通信電源雙路雙端正激中採用這種結構。輸入電壓550V,峰值電流23A電路中應用了60A/50V的MOSFET和70A/700V(U(BR)CER)的BJT功率管。開關頻率達50kHz。
高壓MOSFET也可與IGBT或BJT並聯，驅動MOSFET先開通後關斷。因為MOSFET承擔了開關過渡時間，BJT或IGBT零電壓開通與關斷；導通時，高壓MOSFET比IGBT或BJT具有更高的壓降，負載電流大部分流經IGBT或BJT，只有很少部分通過MOSFET，減少了導通損耗。儘管如此，BJT或IGBT的開關時間仍是限制提高頻率的主要因素。
4.3 IGBT
IGBT結構相似於MOSFET與BJT符合管。具有MOSFET的絕緣柵極輸入特性－電壓驅動和相似BJT的導通壓降。但是由於BJT的基極未引出，導通剩餘載流子複合時間長，關斷時間長－嚴重拖尾現象；輸出管是PNP結構，導通壓降一般比NPN結構高。器件電壓定額一般500V以上，電流從數十安到數千安。最適宜變頻調速和高功率變換。電壓電流越大，可工作的頻率就越低。
5 光耦
光耦合器簡稱光耦。它是有發光二極體與光敏電晶體組合而成的，利用光電效應傳輸信號。它是磁以外又一個提供輸入和輸出隔離傳輸信號器件，它比磁元件小而價廉。常用於需要隔離的小信號傳輸。
光耦合器簡稱光耦。它是有發光二極體與光敏電晶體組合而成的，利用光電效應傳輸信號。它是磁以外又一個提供輸入和輸出隔離傳輸信號器件，它比磁元件小而價廉。常用於需要隔離的小信號傳輸。
光耦是半導體器件，它具有半導體器件共有的屬性。應用時應當注意如下問題：
1) 傳輸比：α=Ic/ID。不同的初級二極體電流α是不同的，有非常明顯得非線性；
2) 傳輸比和三極體的β一樣，離散性很大，同時傳輸比也與β一樣與溫度有關，且比β溫度係數大。
3) 如果作為開關，有開關延遲。一般延遲0.2~1μs。如果是光敏電晶體與三極體複合提高傳輸比的器件，延遲可達3~5μs.
4) 次級輸出管存在暗電流，而且與溫度有關。
5) 在高壓應用時，應當注意隔離電壓定額。
6 運算放大器
運算放大器簡稱運放。在學校中講到模擬技術基礎中運算放大器時，很少學生願意花一點時間去理解運放的參數。運放參數很多，在開關電源中影響運放性能的主要參數有輸入失調、增益、增益帶寬、相移和擺率等等。不管你是否運用運放，但你應當熟悉這些參數。
6.1 輸入失調電壓Uos
圖8所示增益為11的同相比例放大器（為討論方便，輸入接地，但失調的影響應當精確與加入輸入端電壓時相同）。因為輸入端是接地的，我們可能真以為它的輸入也是零伏電壓。但LM2902具有典型的失調電壓為2mV（如果不特別說明可能是正，也可能是負）。因此即使沒有輸入信號，同相端將實際存在2mV輸入（正或負）。當然，如果用在反相放大器，同樣的情況也會出現在反相端。此2mV好象外部的輸入信號一樣在輸出端將有22mV輸出。此信號與有用信號疊加，如果在同相端引入100mV信號，它的輸出可能是100×11+0.022=1.122V,也可能是1－0.022=1.078V。很明顯，此值與所用的電阻絕對值無關，只與電阻比值（增益)有關。因此失調電壓只在象電流檢測mV級小信號放大和需要高增益時才顯得特別重要。
圖8 輸入失調電壓
6.2 輸入偏置電流
因為運放輸入級是一個差動放大器，如果是由雙極型電晶體構成，每個電晶體必然有一個偏置電流，它是流入兩個輸入端的相同基極偏置電流。LM2902典型的偏置電流Ib=90nA。如果圖8運放兩個輸入端具有相同的輸入端電阻100k//10k＝9.1k，對電路沒有任何影響。但是如果同相端不是9.1k接地，而是19.1k接地，於是輸入電阻有10k差值，引起直流偏差電壓為90×10=900μV，再乘以增益10，引起輸出9mV的誤差，與失調電壓引起的誤差可以比較。這就是為什麼在兩個輸入端要用相同電阻的理由。
6.3 失調電流Ios
兩個偏置電流之差就是失調電流（可以想像偏置電流是共模電流，而失調電流為差模電流）。仍用圖8說明失調電流對放大器的影響。與失調電壓十分相似。因為運放輸入阻抗不是無窮大，加一個電壓在輸入端，從源流進很小差值電流。如LM2902典型電流為5nA。這意味著同相端（或反相端）有5nA（正或負）電流流入，是兩輸入端電流差。在圖示情況，在電阻9.1k上流過5nA電流，同相端看進去電壓為U=5nA×9.1k=45.5μV（也可以是－45.5μV）。如果增益為10,在輸出端有455μV輸出，這將與輸入失調電壓相加。可見,如果輸入電阻（源電阻和外接電阻）較小時，輸入失調電壓引起的誤差比失調電流更重要；如果源電阻大時，失調電流引起的誤差比失調電壓更重要。
6.4 減少失調影響的措施
由於失調引起的總誤差為
V=[Vos+(Ios×△R)+（Ib×△R）]×G
式中G－放大器增益；R－兩個輸入電阻的平均值；ΔR－兩個電阻差。造成失調誤差包括3各部分：
a.為限制Ios的影響，應儘量減小運放的輸入電阻。但是，反饋電阻受運放輸出電流限制，普通運放一般為±5～7mA，如果在你使用的電壓範圍超過最大電流，運放飽和進入非線性區，輸入電阻不能太小。同時，反相運算時，電阻小意味著向信號源抽取更大的電流。當信號源內阻較大時，降低了放大器增益。
b.確認輸入端電阻對稱以消除Ib影響。
c.選擇恰當地運放，使Uos最小。遺憾的是，低Uos的運放較高的工作電流，低的帶寬，或兩者都小。在工程上，給定運用場合在兩者之間折衷。
6.5 大電阻限制
如果希望運放很大增益，你可能運用圖9這樣壞例子。假定採用的運放在運用場合有適當地增益帶寬（可能這是不真實的，請看下面）－你真的能得到1000增益？可能不是。麻煩不是運放，而是電阻，你把它們安裝在PCB上。由於各種原因，它們的漏電流可能超過了流過10MΩ的電流量，很低的電阻將其分流。所以通常使用電阻如果沒有事先規定的話，一般不超過1MΩ。可以將電阻減少到10kΩ，輸入電阻減少到1kΩ。也可用圖10電路代替。
圖9工作不好的電路
圖10 增益為1000的實際電路
圖10原理如下：假設在同相端輸入端加10mV，迫使反相端建立10mV（在計算中不考慮失調）。10mV加在10kΩ上，流過1μA電流，此電流通過90kΩ流到A點，在90kΩ上產生1μA×90kΩ＝90mV，此電壓加上反相端電壓10＋90＝100mV。A點100mV電壓，意味著1kΩ電阻上有100μA電流流過。這個電流（加上1μA）必須由運放輸出端經98kΩ流出，所以壓降為98k×101＝9.9V。輸出電壓加上A點電壓100mV（0.1V），總輸出電壓為10V。增益為10V/10mV＝1000。在這個電路中沒有一個電阻大於100kΩ。
6.6 增益帶寬積
如果用一個運放構成增益為10的放大器。用來放大正弦波信號（先不考慮擺率問題），不斷增加正弦波的頻率。在某個頻率，運放的增益開始下降，運放的輸出不再大於輸入10倍。進一步增加頻率，在某個頻率，放大器的輸出幅度將與輸入相同。這個頻率與外部用來建立增益的元件無關，稱為運放的增益帶寬。也稱增益帶寬積。
當用運放作為電源的誤差放大器時，你應當注意這個參數出現在何處。例如，計算閉環控制結果時，在閉環設計一章詳細討論，可能在接近頻率20kHz需要增益300。運放做成增益300也不壞，大多數運放在20kHz工作的很好。遺憾的是兩個參數在一起意味著運放必須具有帶寬300×20kHz＝6MHz帶寬，這可能超過包括典型PWM晶片在內的所有運放的增益帶寬。由於變換器帶寬達到數十kHz這個成了十分注目的問題。在誤差放大器中具有不恰當的帶寬的特性，即使通過校正迴路補償，還可能引起變換器象不穩定等麻煩。
6.7 相位移
要是超過普通運放的增益帶寬積，還有另外一個問題。隨著注入運放的正弦波信號頻率增加，輸出信號產生與輸入信號之間有些相位移。要是此運放用作變換器的誤差放大器，這種傳輸附加的相位移減少了相位裕度，即使通過適當地校正，還會引起環路的不穩定。很少製造廠給出運放的相頻特性。相位移取決於運放的內部結構。一般高增益帶寬的運放在給定頻率比低增益帶寬的運放相位移大。事實上，決定一個運放在特定應用是否超過相位移的實際方法就是測量運放。
6.8 擺率
如果給運放一個階躍信號，運放輸出由一個輸出電平跳到另一個電平變化速率稱為擺率。在討論增益帶寬積的增益為10倍的運放時，假定輸入信號幅度很小。如果輸入電壓由零變為1V，那麼輸出也將由零變為10Vpp。如果輸入信號頻率為200kHz，1/4周期達到峰值，即0.25×1/200kHz＝1.25μs，這意味著運放至少需要擺率為10V/1.25μs=8V/μs，對於普通的運放，特別是低功率器件，不可能有這樣高的擺率。例如μA741擺率僅1V/μs。什麼時候此參數顯得重要？在變換器閉環設計中高帶寬變換器中，如果一個變換器小信號穩定使不夠的，它也必須恰當的瞬態相應。當瞬態出現時，誤差放大器輸出電平應跟著迅速改變。如果運放不具有這種變化的擺率，你將發現你的變換器是如此之慢。
總之，用作誤差放大器的增益帶寬積、相位移關係到變換器的小信號性能，擺率關係到大信號、瞬態特性。
7 比較器
比較器有單門限比較器和雙門限比較器。單門限比較器一般用于波形變換電路。雙門限比較器主要用於變換的保護電路。
7.1 遲滯
雙門限比較器也稱為遲滯比較器。比較器的失調、偏置與運放精確相同。但比較器輸出是唯一的：要麼高電平，要麼低電平，不會在它們之間。（一般不要將運放作為比較器，更不要把比較器作為放大器）。實際上，因為比較器是一個實際器件，有時，它在兩種狀態之間振蕩，有時振蕩頻率很高，這種現象是比較器沒有遲滯。
例子：對於小的遲滯，很容易知道遲滯大小。圖11電路，因為1k/100k＝0.01，遲滯量是參考電壓的1%。
圖11 雙門限比較器的遲滯
7.2 輸出飽和電壓
比較器另一個獨有的概念是當它輸出低電平時，通常不為零。比較器LM139手冊指出，如果灌電流為6mA，規定低電平為0.6V。所以當設計遲滯時，要檢查輸出多大灌電流。如果大於1mA，你需要決定包含飽和電壓的遲滯電阻值。
如果比較器驅動NPN電晶體，飽和電壓也是重要的數值。在低電平0.7V足以驅動NPN電晶體BE極使電晶體導通，所以不能用比較器直接驅動一個雙極型電晶體！為此，你需要一個阻斷二極體和一個下拉基極電阻。圖12示出這種即使在最壞情況下避免電晶體誤導通電路。當比較器拉向低電平時，即使僅700mV，二極體導通，抵消運放飽和電壓，保持電晶體截止。電阻10k是需要的，僅加二極體，否則基極懸浮，而且可以流過部分漏電流。
電源聯盟---高可靠電源行業第一自媒體
在這裡有電源技術乾貨、電源行業發展趨勢分析、最新電源產品介紹、眾多電源達人與您分享電源技術經驗，關注我們，搜索微信公眾號：Power-union，與中國電源行業共成長！
點擊左下角「閱讀原文」與十萬工程師一起學習電源知識