在線式UPS的原理分析

1在線式UPS工作原理

　　電路結構如圖3－1所示，輸入濾波器實質上就是EMI濾波器，一方面濾除、隔離市電對UPS系統的幹擾，另一方面也避免UPS內部的高頻開關信號「汙染」市電。

　　在線式UPS不論是由市電還是由蓄電池供電，其輸出功率總是由逆變器提供。市電中斷或送電時，無任何轉換時間。

　　平時，市電經整流器變成直流，然後再由逆變器將直流轉換成純淨的正弦電壓供給負載。另一路，市電經整流後對蓄電池進行充電。正常供電時的工作原理見圖3－1（a）。

圖3－1（a）正常供電時在線式UPS工作原理示意圖

　　一旦市電中斷時，轉為蓄電池供電，經逆變器把直流轉變為正弦交流供給負載。市電中斷時的工作原理見圖3－1(b)。

圖3－1（b）市電中斷時在線式UPS工作原理示意圖

　

圖3－1（c）市電正常而逆變器故障時的工作原理示意圖

　　在市電正常供電狀態下，若逆變器出現故障，則靜態開關動作轉向由市電直接供電，此時的工作原理見圖3－1(c)。

　

　　如果靜態開關的轉換是由於逆變器故障引起，UPS會發出報警信號；如果是由於過載引起，當過載消失後，靜態開關重新切換回到逆變器輸出端。

2在線式UPS充電電路

　　雖然後備式UPS中的恆壓充電電路具有電路簡單、成本低廉等優點。但這種充電電路使蓄電池組初期充電電流較大，影響蓄電池的壽命。所以在在線式UPS中一般採用分級充電電路，即在充電初期採用恆流充電，當蓄電池端電壓達到其浮充電壓後，再採用恆壓充電。在線式UPS蓄電池的典型充電特性如圖3－2所示。

圖3－2在線式UPS蓄電池理想充電過程

圖3-3 小型在線式UPS充電電路

　　圖3－3所示為某小型在線式UPS的充電電路，該電路的工作原理如下：

　　變壓器將市電電壓由220V降到110V，經整流濾波後變成140V的直流電壓U1，這個電壓分成兩路：一路由R1降壓和V1、V2穩壓後，得到18V左右的電壓U2，加到集成控制器（UC3842）的7端，作為該控制器的輔助電源；另一路經電感L1後加到場效應管V3的漏極。V3工作在開關狀態，是個提升式（BOOST）開關穩壓器，當UC3842的6端輸出一正脈衝方波時，V3導通，電壓U1幾乎都降在電壓L1上，通過L1的電流等於漏極電流ID，當正脈衝方波過去後，在該脈衝的後沿激起一個反電勢電壓　　式中：Δu為瞬時反電勢電壓，Δt為脈衝下降時間。

　　這個反電勢電壓的方向正好與整流電壓U1相疊加，經過二極體V4的充電電壓UO為：

UO=U1＋Δu

　　這樣，蓄電池就得到了足夠的充電電壓，因為Δt和ΔID由電路參數決定，該充電電壓是固定不變的。隨著電池組的充電，當其端電壓提高到設定值後，再經R7送到RP及R5組成的分壓器上，經分壓後的反饋信號送到UC3842的輸入端2，經過該信號的控制，使6端輸入脈衝的頻率降低，這樣一來充電電壓的平均值比原來減小，於是充電的電壓被穩定下來。

　　電流的控制過程是這樣的：電流的採樣信號是由V3源極上的R10取得的，當充電電流增大時，由於對應頻率的增加，V3開關頻率增加，在R10上通過電流所造成的電壓平均值增大，這個增大了的電壓US經R11、C6平滑後送到UC3842的3端，使6端輸出脈衝的頻率下降，從而也穩定了電流。

　　由上述可見，這個充電電路實際上是個具有限流穩壓功能的開關電源，只要將額定電壓、浮充電壓、恆流充電電流設置恰當，就能使蓄電池的充電過程基本上沿著理想的充電曲線進行，從而延長蓄電池的使用壽命。

3在線式UPS逆變器

3.1逆變器控制技術——正弦脈寬調製

　　正弦脈寬調製是根據能量等效原理發展起來的一種脈寬調製法，如圖3－4所示。

　　為了得到接近正弦波的脈寬調製波形，我們將正弦波的一個周期在時間上劃分成N等份（N是偶數），每一等份的脈寬都是2π/N。在每個特定的時間間隔中，可以用一個脈衝幅度都等於UΔm、脈寬與其對應的正弦波所包含的面積相等或成比例的矩形電壓脈衝來分別代替相應的正弦波部分。這樣的N個寬度不等的脈衝就組成了一個與正弦波等效的脈寬調製波形。假設正弦波的幅值為U～m，等效矩形波的幅值為UΔm，則各等效矩形脈衝波的寬度為δ式中：

　　βi是各時間間隔分段的中心角，也就是各等效脈衝的位置中心角。上面的公式表明：由能量等效法得出的等效脈衝寬度δ與分段中心βi的正弦值成正比。

圖3－4正弦脈寬調製的能量等效圖

當N=20，Um(n)/Um(1)與U～m/UΔm的關係曲線

（a）調製電路

(b)波形圖

圖3－5正弦脈寬調製法調製電路及波形圖

　　在實際的小型UPS中，常用圖3－5（a）所示的用比較器組成的正弦脈寬調製電路來實現上述脈寬調製的目的。若將三角波脈衝送到比較器的反相端（?），將正弦波送到比較器的同相端（?），則在正弦波電壓幅值大於三角波電壓時，比較器的輸出端將產生一個脈寬等於正弦波大於三角波部分所對應的時間間隔的正脈衝。於是在電壓比較器的輸出端將得到一串矩形方波脈衝序列。假設三角波的頻率fΔ與正弦波的頻率f之比為fΔ/f～=N（N稱為載波比），為了使輸出方波滿足奇函數，N應是偶數。如果假定在正弦波大於三角波的部分所產生脈衝的中心位置，就是每一段脈衝的中心位置βi。

　　從圖3－5（b）可以看到，由於三角形Δabg與Δcdg相似，當載波比N固定，且N>20時，在比較器輸出端產生的矩形脈衝的寬度正比於正弦波的幅值U～m與三角波幅值之比，該脈衝寬度也正比於分段中心角βi的正弦值，對於圖3－5（b）所示的脈寬調製波形，

　　當n=1（基波）時，基波幅值Um(1)及各次諧波的幅值Um(n)與脈衝寬度δ有關，而脈寬δ又與調幅比U～m/UΔm有關。因此，只要適當地調節輸入到比較器同相端的正弦波電壓的幅值大小就可以調節逆變器電壓的大小。圖3－6給出了Um(n)/Um(1)max（各次諧波的幅值與基波最大值之比）與U～m/UΔm(調幅比)的關係曲線。由圖3－6可以看出：在這種調製方式下，當正弦波的幅值小於三角波的幅值時，即0≤U～m/UΔm≤1時，逆變器輸出電壓的基波分量幾乎是與調幅比U～m/UΔm的數值成線性變化；當正弦波幅度等於三角波幅度時，逆變器輸出電壓的基波分量大約等於0.8Um(1)max；此後，若繼續增大正弦波的幅度，即U～m>UΔm時，逆變器脈寬調製輸出的正弦分布特性開始遭到破壞，這時Um（n）/Um(1)max與調幅比U～m/UΔm之間失去線性關係，開始呈現非線性特性。這種正弦脈寬調製方式的另一個重要特點是：在正弦波幅度小於三角波幅度範圍內，輸出波形中不包含3、5、7次等低次諧波分量。在脈寬調製輸出波中僅存在與三角波工作頻率相近的高次諧波。

圖3－6正弦波脈寬調製法

　　對於載波比K≥20的正弦脈寬調製波形來說，這些高次諧波分量是17、19次諧波分量。在目前實際使用的中、小型UPS中，正弦波的工作頻率是50Hz，三角波的工作頻率在8～40kHz之間。因此，採用這種正弦脈寬調製法的逆變器輸出電