在消費、醫療、汽車甚至工業領域，越來越多的電子產品利用高速信號技術來進行數據和語音通信、音頻和成像應用。儘管這些應用類別處理的信號具有不同帶寬，且相應使用不同的轉換器架構，但比較候選ADC(模數轉換器)及評估具體實施性能時，這些應用具有某些共同特性。具體而言，從事這些不同應用類別的設計師需要考慮許多常見的轉換器交流性能特徵，這些特徵可能決定系統的性能限制。
本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/201610/308059.htm量化
所有ADC 接收在時間和幅度上連續的輸入信號，並輸出量化的離散時間樣本。ADC 的雙重功能(量化和採樣)提供從模擬到數位訊號域的有效轉換，但每種功能對轉換器交流性能均有影響。
由於數字轉換器用於分析連續輸入信號的代碼數量有限，其輸出會在鋸齒波形上產生誤差函數。鋸齒邊沿對應於ADC 的碼字躍遷。
為了測量量化誤差的最佳情況下的噪聲作用，假設將滿量程正弦波輸入完美數字轉換器：
其中q 是LSB 的大小，N 是位數。該波形的均方根幅度即為幅度除以2 的平方根。
均方根量化噪聲為
均方根滿量程信號與均方根量化噪聲之比為ADC 提供了理想SNR，可用分貝表示：
(公式1)
請記住，該公式給出的是N 位轉換器的理論限制。真實量化器無法達到這一性能水平，同時真實轉換器還有其他噪聲源，但這一數字可以作為判斷候選ADC 的參考。
採樣
在採樣器特性中，最為人熟悉的是在大於採樣速率一半的頻率(fs/2)下混疊信號能量的特性。這一半採樣速率限制稱為奈奎斯特頻率，用於將頻譜分割為大小相等的區段，即奈奎斯特區。第一奈奎斯特區範圍從DC 至fs/2。第二奈奎斯特區佔據fs/2 至fs 之間的頻譜，依此類推。
現實中，採樣器混疊所有奈奎斯特區上的信號。例如，頻率fa下的基帶信號鏡像呈現為fs ± fa、2fs ± fa，依此類推(圖1a)。同樣，出現在採樣頻率附近的信號將向下混疊至第一奈奎斯特區。該信號的鏡像也將出現在第三及第四奈奎斯特區內(圖1b)。因此輸入信號能量不在所需奈奎斯特區內的採樣器在混疊作用下將產生該信號在所需奎斯特區內的鏡像。
顯示為fa(圖1b)的帶外信號能量不一定來自預期信號源。相反，該能量可能源自噪聲源、帶外幹擾源或採用預期輸入信號工作的電路元件產生的失真積。當為您的應用決定必要的失真性能時，這是一項重要的考慮因素。
a的鏡像)與採樣頻率fs 及其諧波(A)出現偏移。頻譜偏移等於±fa。出現在採樣速率附近的信號、噪聲和幹擾頻譜向下混疊至基帶(B)內。鏡像也將出現在較高奈奎斯特區內。>
圖1：採樣器導致基帶信號fa的鏡像)與採樣頻率fs 及其諧波(A)出現偏移。頻譜偏移等於±fa。出現在採樣速率附近的信號、噪聲和幹擾頻譜向下混疊至基帶(B)內。鏡像也將出現在較高奈奎斯特區內。
通過在信號鏈內採樣器輸入之前加入基帶抗混疊濾波器，可以減小採樣器可用的帶外信號能量。雖然理論上可以僅在需要數位化的最高頻率到達兩倍時採樣，模擬域內不存在所謂的磚牆式濾波器，即零過渡帶的濾波器。過採樣，即在大於2fs 的頻率下採樣，為抗混疊濾波器過渡帶提供一些頻譜空間。
如果ADC 量化噪聲與交流輸入信號無關，則噪聲分布於第一奈奎斯特區中。在這種情況下，過採樣還會通過加寬奈奎斯特區減少有效量化噪聲，從而在採樣速率每次加倍時將SNR(信噪比)增加3 dB。這相當於具有固定通帶的抗混疊濾波器。如果進行充分過採樣，抗混疊濾波器可削弱帶外信號成分，使其混疊鏡像保持在本底噪聲以下。
應注意，如果輸入信號鎖定在採樣頻率的整數約數處，量化噪聲將不再表現為奈奎斯特區中的均勻能量分布。這種情況下，量化噪聲將表現為關於信號諧波的群集。為此，在選擇採樣速率時，應仔細考慮應用信號的頻譜特性。
SINAD 和ENOB
如果失真積和帶外頻譜成分混疊無法保持在本底噪聲以下，則會形成SINAD(信號-噪聲和失真比)。轉換器在輸入信號額定條件下將以dB 表示SINAD。轉換器ENOB(有效位數)可能是ADC 最常提到的交流規格，它便是以位而非dB表示的SINAD：
(公式2)
如果失真積和混疊信號能量保持在本底噪聲以下，則SINAD= SNR。在此情況下，公式2 只是公式1 對N 求解的調整形式。更常見的情況是SINAD n(i)是來自起作用源的噪聲，作用源處於由m 個不相關源組成的系統內。
起作用噪聲源之一來自採樣時鐘邊沿時序的不確定性，產生孔徑抖動噪聲。可以說，該噪聲得出採樣器正在針對移動目標捕捉交流信號的事實。採樣邊沿時序的變化導致採樣器捕捉幅度的統計分布，即噪聲(圖3)。信號頻率越高，信號斜率或壓擺率越大，因此邊沿時序既定變化導致的幅度誤差越大。這樣，既定孔徑抖動量的效果便取決於信號頻率。
圖3：孔徑抖動(採樣時間上的不確定性)產生噪聲幅度，由於抖動時間內的信號壓擺，該幅度取決於信號頻率。
由孔徑抖動引起的SNR 為
(公式3)
其中f 是信號頻率，tj 是均方根孔徑抖動。通常在挑選ADC時，問題在於目標應用在既定頻率信號的SNR 要求下可以容忍的最大幅度抖動。整理公式3 得出
(公式4)
請注意，除了轉換器內的抖動源外，您的應用電路內也有抖動源。因此，電路實現的淨性能與轉換器選擇和設計其他方面(通常是時鐘產生電路和電路板布局)的品質都有關係。
為了解抖動影響既定ENOB 最大信號頻率的程度，可分別來看1 ps 和2 ps 抖動噪聲遠超其他性能限制參數的兩個系統。整理公式4，我們可以針對既定抖動計算產生指定ENOB(或SNR)的最大信號頻率。
表1. 對比抖動時間相差兩倍的系統
失真積
信號鏈內的非線性造成了許多失真積，通常是HD2(第二諧波失真)、HD3(第三諧波失真)、IMD2(二階交調失真)和IMD3(三階交調失真)。線性電路內的失真傾向於隨信號接近有源元件線性工作範圍的極限而逐漸增加。在代碼空間突然結束的ADC 內則不是這樣。
因此，重要的是輸入跨度內有足夠的範圍容納您要進行低失真量化的預期輸入幅度，特別是在處理複雜寬帶信號時。最終，選擇標稱輸入幅度是為了平衡信號跨度餘量，避免限制優化SNR 的需要。
顧名思義，諧波失真會產生數倍於信號頻率的信號偽像。相比之下，交調失真源自包含兩個或兩個以上頻率信號(事實上是任何複雜波形)的信號處理非線性，從而產生輸入頻率之和或差。
在窄帶應用中，嚴格調諧的抗混疊濾波器可削弱某些諧波失真積，甚至IMD2 的加性分量(圖4)。另一方面，出現在2f2 - f1 和2f1 - f2 的IMD3 減性分量由於可出現在信號頻譜內而較為不利。
圖4：5 MHz 和6 MHz 雙音輸入信號說明了HD2(10 MHz 和12 MHz 下)、HD3(15 MHz 和18 MHz 下)、IMD(1 MHz和11 MHz 下)和IMD3(4 MHz 和7 Mhz 下)。其中，IMD3 積由於接近源信號，最難通過抗混疊濾波器削弱。
無雜散動態範圍(SFDR)
SFDR(無雜散動態範圍)衡量的只是相對於轉換器滿量程範圍(dBFS)或輸入信號電平(dBc)的最差頻譜偽像。比較ADC時，請務必確定兩種基準電平以及工作和信號條件。在數據手冊規格間直接進行比較需要基準和信號相匹配(圖5)。
圖5：轉換器製造商可以就轉換器滿量程(dBFS)或具體輸入信號幅度(dBc)規定SFDR 性能。在進行數值對比前，請確保候選轉換器是以相似方式進行性能規定的。
雖然SFDR 表現為轉換器規格表內的數值，該測量值本身只是採樣速率、信號幅度、信號頻率和共模工作點的參數。只有考察候選轉換器的特性曲線，才能深入了解轉換器在近似於目標應用的工作和信號條件下的性能。