Fundamentals of Power Electronics-4.2 功率半導體器件概述

4.2 功率半導體器件概述「

導讀：本節對功率半導體器件進行了概述，從器件結構及特性介紹了功率二極體、MOSFET以及IGBT等半導體器件。讀者可以重點關注二極體，MOSFET以及IGBT這幾種常用的功率半導體器件。

由於涉及到較多半導體專業詞彙，這裡翻譯比較粗糙，甚至可能有較多錯誤，歡迎讀者勘誤並留言給小編進行改進！

」

功率半導體設計中最根本的挑戰是獲得高擊穿電壓的同時保持低正向壓降和導通電阻。一個密切相關的問題是高壓低導通電阻器件的開關時間更長。擊穿電壓，導通電阻和開關時間之間的折衷是各種功率器件的關鍵特徵。

反向偏置的PN結及其相關的耗盡區的擊穿電壓是摻雜程度的函數：在PN結的至少一側的材料中，獲得高擊穿電壓需要低摻雜濃度，從而這就導致了高電阻率。該高電阻率區域通常是器件導通電阻的主要來源，因此高壓設備必定具有比低壓設備更高的導通電阻。在多數載流子(N型半導體中的電子，P型半導體中的空穴)元件(單極型器件，只有多子導電)中(包括MOSFET和肖特基二極體)，這說明了導通電阻對額定電壓的一階依賴性。但是，少數載流子元件(雙極型器件，多子與少子均參數導電)，包括擴散PN結二極體，雙極結型電晶體（BJT），絕緣柵雙極型電晶體（IGBT）和晶閘管系列（SCR，GTO，MCT），表現出另一種已知所謂的電導率調製現象。當少數載流子元件在導通狀態下工作時，少數載流子將通過正向偏置的PN結注入輕摻雜的高電阻率區域。所產生的高濃度的少數載流子有效地減小了該區域的電阻率，從而減小了器件的導通電阻。因此，少數載流子元件顯示出比同類多數載流子元件更低的導通電阻。

但是，少數載流子元件的導通電阻降低的優點帶來了開關速度降低的缺點。任何半導體器件的導通狀態都由該器件內部是否存在主導電荷量來控制，並且導通和關斷切換時間等於插入或移除該控制電荷所需的時間。通過電導調製效應工作的元件由其注入的少數載流子控制。少數載流子元件中的少數載流子控制電荷的總量遠大於等效多數載流子元件所需的控制電荷。儘管用於插入和移除各種元件控制電荷的機制可能有所不同，但事實是，由於少數載流子元件的電荷量很大，因此其開關時間明顯比多數載流子元件的切換時間長。因此，多數載流子元件在較低的電壓電平和較高的開關頻率下得以應用，而少數載流子元件則相反。

現代功率器件是用最新的加工技術製造的。由此產生的較小特徵尺寸允許構建高度複雜的器件，其無關的寄生參數不那麼重要。由此產生的器件比之前的器件更加堅固並且其性能良好。

對功率半導體器件物理和開關機制的詳細描述超出了本書的範圍。參考章節中列出了有關功率半導體器件的選定參考文獻[9-19]。

4.2.1 功率二極體

如上所述，擴散結PN二極體包含一個輕摻雜或本徵高阻區，這使得其可以獲得高擊穿電壓。如圖4.24(a)所示，這個區域包括

Fig 4.24a

(a)

Fig 4.24b

(b)

Fig 4.24 Power diode :(a) under reverse-bias conditions,(b) under forward-bias conditions

典型的開關波形如圖4.25所示。

Fig 4.25

Fig 4.25 Diode voltage and current waveforms

關斷瞬態在區間（4）的起始處開始。當二極體

二極體根據其反向恢復時間的長短來定額。標準恢復整流器(Standard recovery)適用於50  Hz或60 Hz的工作頻率。通常不指定這些設備的反向恢復時間。快恢復(Fast recovery )整流器和超快恢復整流器旨在用於轉換器應用。這些設備的製造商規定了反向恢復時間

Table 4.1

Table 4.1 Characteristics of several commercial power rectifier diodes

肖特基二極體本質上是多數載流子元件，其工作基於金屬-半導體結的整流特性。這些器件的少數存儲電荷可忽略不計，並且它們的開關行為可以通過其耗盡區電容和平衡指數

功率半導體器件的另一個重要特性是其導通電阻和正向壓降是否呈現正溫度係數。這樣的器件（包括MOSFET和IGBT）特性是有利的，因為可以輕鬆地並聯多個晶片以獲得大電流模塊。這些設備也更堅固耐用，不易出現熱擊穿和二次擊穿問題。二極體由於其負溫度係數而無法輕鬆地並聯：器件特性的不平衡可能導致一個二極體傳導的電流大於其他二極體。該二極體變熱，導致其傳導的電流甚至更多。結果，電流在並聯的器件之間不能平均分配，並且可能會超出器件之一的額定電流。由於BJT和晶閘管是由二極體結控制的，因此這些器件也具有負溫度係數，並且在並聯運行時也會遇到類似的問題。當然，可以並聯任何類型的半導體器件。但是，可能需要使用匹配的器件，共用的熱基板和/或外部電路，以使器件的導通電流相等。

4.2.2 金屬氧化物半導體場效應電晶體（MOSFET）Fig 4.26

Fig 4.26 Cross-section of DMOS n-channel power MOSFET structure. Crosshatched regions are mentallized contacts. Shaded regions are insulating silicon dioxide layers.

功率MOSFET是一種現代功率半導體器件，其柵極長度接近1微米。該功率器件由許多小的並聯增強模式MOSFET單元組成，這些單元覆蓋了矽片的表面。一個單元的橫截面如圖4.26所示。電流垂直流過矽晶片：金屬化的漏極連接位於晶片的底部，而金屬化的源極連接和多晶矽柵極位於頂部表面。在正常工作條件下，

Fig 4.27a

(a)

Fig 4.27b

(b)

Fig 4.27c

(c) 

Fig 4.27 Operation of the power MOSFET :(a) in the off state,

典型的N溝道MOSFET靜態開關特性如圖4.28所示。對於漏極-源極電壓的各種值，將漏極電流繪製成柵極-源極電壓的函數。當柵極至源極電壓小於閾值電壓

Fig 4.28

Fig 4.28 Typical characteristics of a power MOSFET. Drain current

MOSFET的導通電阻和正向壓降具有正溫度係數。此特性使器件並聯相對容易。可以通過包含幾個並連的晶片，得到大電流MOSFET模塊。

MOSFET的主要結構電容如圖4.29所示。該模型足以定性地了解MOSFET的開關行為；更精確的模型說明了DMOS幾何結構固有的寄生結場效應電晶體。MOSFET的開關時間主要取決於柵極驅動器為這些電容充電所需的時間。由於漏極電流是柵極-源極電壓的函數，因此漏極電流變化的速率取決於柵極驅動電路對柵極-源極電容充電的速率。同樣，漏極電壓變化的速率是柵極-漏極電容充電的速率的函數。漏源電容直接導致PWM變換器的開關損耗，因為存儲在該電容中的能量在電晶體導通過渡期間會損失。開關損耗在第4.3節中討論。

Fig 4.29

Fig 4.29 MOSFET equivalent circuit which accounts for the body diode and effective terminal capacitances

柵極到源極的電容基本上是線性的。但是，漏極至源極和柵極至漏極的電容是強烈非線性的：這些增量電容隨所施加電容電壓的平方根的倒數而變化。例如，對漏源電容增量的依賴性可以用以下形式表示： 

表4.2列出了幾種市售功率MOSFET的參數。柵極電荷

Table 4.2

Table 4.2 Characteristics of several commercial N-channel power MOSFETs

與其他功率器件不同，通常不根據其額定電流來選擇MOSFET。實際上，導通電阻及其對導通損耗的影響是限制性因素，並且，MOSFET通常以略小於額定值的平均電流工作。

MOSFET通常是在小於或約等於400至500 V電壓下選擇的器件。在這些電壓下，其正向電壓降與少數載流子器件(雙極型器件)相比更具有優勢且其開關速度更快。典型的開關時間在50 ns至200 ns的範圍內。在大於400至500  V的電壓下，通常優選具有較低正向壓降的少數載流子器件，例如IGBT。唯一的例外是在太高開關速度以至於超過可接受的低傳導損耗所需的矽成本增加的應用中。

4.2.3 雙極結型電晶體(BJT)

NPN型功率BJT的橫截面如圖4.30所示。與其他功率器件一樣，電流垂直流過矽晶片。將輕摻雜的

Fig 4.30

Fig 4.30 Power BJT structure. Crosshatched regions are metalized contacts

考慮圖4.31的簡單開關電路。圖4.32包含說明BJT導通和關斷轉換的波形。電晶體在間隔（1）期間處於截止狀態，基極-發射極結被源極電壓

Fig 4.31

Fig 4.31 Circuit for BJT switching time example

Fig 4.32

Fig 4.32 BJT turn-on and turn-off transition waveforms

在時間間隔（3）結束附近，基極-集電極

當

Fig 4.33

Fig 4.33 Ideal base current waveform for minimization of switching times

不幸的是，在大多數BJT中，必須限制

Fig 4.34

Fig 4.34 A large

BJT的穩態特性如圖4.35所示。在圖4.35（a）中，對於不同的集電極-發射極電壓值

Fig 4.35a

(a)

Fig 4.35b

(b)

Fig 4.35 BJT static characteristics: (a)

高壓BJT通常具有低電流，因此，達林頓連接的器件（圖4.36）很常見。如果電晶體

Fig 4.36

Fig 4.36 Darlington-connected BJTs, including diode for improvement of turn-off times

在低於500 V的電壓電平時，BJT在電源應用中幾乎已完全被MOSFET取代。在新設計採用更快的IGBT或其他器件的更高電壓應用中，它也正在被取代。

4.2.4 絕緣柵雙極電晶體（IGBT）

IGBT的橫截面如圖4.37所示。與圖4.26相比，IGBT和功率MOSFET在結構上非常相似，主要區別是P區連接到IGBT的集電極。所以IGBT是一個擁有金屬氧化物半導體柵極的現代四層功率半導體器件。

Fig 4.37

Fig 4.37 IGBT structure. Crosshatched regions are metallized contacts. Shaded regions are insulating silicon dioxide layers.

如圖4.37所示，增加的

Fig 4.38

Fig 4.38 The IGBT: schematic symbol and equivalent circuit.

IGBT正在使用的示意符號有若干；圖4.38中上面的簡化符號最受歡迎。IGBT的雙電晶體等效電路如圖4.38下所示，IGBT實際上是一個N溝道功率MOSFET和一個PNP發射極跟隨器BJT級聯而成。其等效電路位置如圖4.39所示。可以看出其中有兩種有效電流：有效的MOSFET溝道電流

Fig 4.39

Fig 4.39 Physical locations of the effective MOSFET and PNP components of the IGBT.

IGBT降低壓降的代價是增加了開關時間，尤其是器件關斷，特別的其關斷特性表現出一種電流拖尾現象。通過消除柵極電荷，使得柵極與發射極的電壓為負，可以迅速關斷MOSFET。這將會使得溝道電流

IGBT增加的

由於IGBT是四層結構器件，其存在栓鎖（Latch-Up）效應，可能會導致器件不能通過柵極電壓控制來關斷。最新的一些器件不會受到這個問題的影響，這些器件非常的耐用（robust），不存在hot-spot 和current crowding 問題，並且對外部緩衝電路的需求也較小。

IGBT的導通時的正向電壓降可以通過與有效導通電阻串聯的正偏二極體結來建模。二極體結電壓具有負溫度係數，而導通電阻具有正溫度係數，這使得IGBT正向壓降的溫度係數變得複雜。幸運的是，在額定電流附近，電阻佔主導地位，導致整體呈現正溫度係數。因此，IGBT可以很容易地並聯，電流降額適中。包含多個並聯晶片的大型模塊在市場上有售。

表4.3列出了幾種商用單晶片和多晶片IGBT模塊的特性。

Tab 4.3

Table 4.3 Characteristics of several commercial IGBTs

4.2.5 晶閘管(SCR，GTO，MCT)

在所有傳統的半導體功率器件中，可控矽整流器是最古老的，每額定kVA的成本最低，並且能夠控制最大的功率。額定電壓為5000到7000伏，額定電流為幾千安的設備都是可用的。在公用直流輸電線路應用中，串聯光觸發SCR用於逆變器和整流器，將交流公用系統連接到直流輸電線路，直流輸電線路的載流量約為1  kA和1 MV。一個大的可控矽填充了一個直徑幾英寸的矽片，並安裝在一個hockey-puck-style的外殼中。

Fig 4.40

Fig 4.40 The SCR：schematic symbol and equivalent circuit

可控矽的示意符號如圖4.40所示，其等效電路包括了NPN和PNP的BJT器件。矽片的橫截面如圖4.41所示。有效電晶體

Fig 4.40

Fig 4.41 Physical locations of the effective NPN and PNP components of the SCR

當施加的陽極-陰極電壓

傳統可控矽的

Fig 4.42

Fig 4.42 SCR的靜態

在關斷轉換期間，必須限制正向陽極到陰極電壓的再施加速率，以避免再次觸發可控矽。關斷時間

傳統的SCR晶片具有較大的特徵尺寸，柵極和陰極接觸的粗糙或不存在。由這種大特徵尺寸產生的寄生元件導致若干限制。在導通轉換期間，陽極電流的增加速率必須限制在一個安全值。否則會出現陰極電流聚焦，導致熱點形成，器件失效。

柵極和陰極結構的粗糙特徵尺寸也是阻止常規可控矽由主動柵極控制關閉的原因。人們可以施加負柵極電流，試圖主動移除所有少數存儲電荷，並反向偏置

Fig 4.43

Fig 4.43 Negative gate current is unable to completely reverse-bias the gate-cathode junction. The anode current focuses away from the gate contact.

門極關斷晶閘管(GTO)是一種具有小特徵尺寸的現代功率器件。柵極和陰極觸點高度交叉，因此整個柵極-陰極

GTO的關斷增益是導通狀態電流與關斷器件所需的負柵極電流幅度之比。該增益的典型值為2至5，這意味著關閉傳導1000安的GTO可能需要數百A的負柵極電流。最大可控導通狀態電流也很重要。GTO能夠傳導明顯大於額定平均電流的峰值電流；然而，當存在這些高峰值電流時，可能無法在柵極控制下關閉器件。

金屬氧化物半導體控制的晶閘管，或稱MCT，是一種新型的功率器件，其中MOSFET集成在一個高度交叉的晶閘管上，以控制導通和關斷過程。像MOSFET和IGBT一樣，MCT是一個單象限器件，其導通和關斷轉換由MOSFET柵極端控制。商用MCT是

圖4.44示出了包含用於控制導通和關斷轉變的MOSFET的MCT的橫截面。圖4.45給出了解釋這種結構操作的等效電路。為了導通該器件，柵極到陽極的電壓被驅動為負。這將正向偏置BJT Q1的基極-發射極結。電晶體

Fig 4.44

Fig 4.44 MCT structure. Crosshatched regions are metallized contacts. Lightly shaded regions are insulating silicon dioxide layers

Fig 4.45

Fig 4.45 Equivalent circuit for the MCT

與具有相似額定電壓和矽面積的IGBT相比，高壓MCT具有更低的正向壓降和更高的電流密度。然而，切換時間更長。像GTO一樣，MCT可以傳導相當大的浪湧電流；但同樣，通過柵極控制可以中斷的最大電流是有限的。為了獲得可靠的關斷轉換，需要外部緩衝器來限制陽極至陰極的峰值電壓。還需要足夠快的柵極電壓上升時間。在某種程度上，MCT仍然是一個新興的器件——未來幾代的MCTs可能會在性能和額定值方面有很大的提高。(本書印刷於2004年)