秩名 發表於 2012-12-06 10:57:53
1 引 言
隨著色度色散的有效補償，偏振模色散（PMD）引起的脈衝展寬以及誤碼率下降已經成為高速光纖通信系統發展的制約因素。由於PMD隨機變化的特性［1］，PMD補償必然是一個實時跟蹤其變化的動態補償系統，這就需要準確反映PMD變化的反饋信號。PMD反饋信號主要包括偏振度（DOP）［2，3］和電功率2種。PMD導致2個偏振主態上的脈衝走離，引起光信號DOP的下降，因此可以用DOP信息檢測PMD的變化。但DOP作反饋受到脈衝形狀信號碼型、ASE噪聲、調製啁啾和偏振相關損耗［4］等多種因素的影響，對於不同類型的線路DOP和PMD變化的趨勢也不盡相同，使得補償系統的適用性大大下降。而隨著高頻電子器件的發展，電功率反饋法引起了人們的關注［5］。PMD引起光脈衝信號在時域展寬，通過光電轉換接收後，在頻域內電譜寬度則變窄，導致接收信號譜中特定頻率分量的電功率減弱。電功率反饋的優勢在於，脈衝形狀與信號碼型只能影響反饋信號的整體幅度，而不影響反饋信號隨一階PMD的變化趨勢［6］。本文分析了一階PMD對40 Gbit/s光纖通信系統接收信號頻譜的影響，並通過實驗驗證了12 GHz頻點處信號功率譜隨差分群延時（DGD）的變化關係。
2 接收信號頻譜影響因素的理論分析
一階PMD使光脈衝在光纖傳輸過程中展寬，光電檢測器件將輸入光信號脈衝變為電脈衝，其頻譜分布與脈衝信號的碼型、脈衝形狀以及DGD［7，8］等多種因素有關。
設光纖中傳輸的信號為任意波形的隨機序列，碼元周期為T0，其功率譜為S（ω）。經過受一階PMD影響的光纖轉輸後，其由光電二極體（PIN）輸出電脈衝的窄帶功率譜密度可表徵為［5］
其中：［f（ωe）］南脈衝波形f（t）確定，ωe為選定的監測頻率；R為PIN的響應度；γ為分光比；△τ為DGD。可以看出，在選定監測頻率的情況下，接收電信號的功率譜密度的總
體幅度由f（t）決定，而變化趨勢則由γ和△τ所決定。
在40 Gbit/s的高速傳輸系統中，大多採用歸零（RZ）碼高斯脈衝，將其波形函數的傅立葉變換代人式（1）中，得到RZ碼高斯脈衝的功率譜密度為
對於40 Gbit/s的系統，碼元周期T0=25 ps，設脈衝半寬度T0=6 ps，幅度因子exp（-T20ω2e/2）隨接收頻率f（f=ωe／2π）的變化關係如圖1所示，隨著接收頻率的增大，總體幅度單調減小；選定的接收頻率越高，則得到的電功率譜密度的幅值則越小。
當監測頻率選定以後，可以將幅度歸一化處理，則功率譜密度可表示為
由式（3）可以看出，SE（ωe）的變化趨勢由γ、Δτ和ωe決定。下面分別討論各個參數對SE（ωe）的影響。由於PMD效應引起的Δτ超過1個碼元周期時，信號將惡化得難以恢復，所以在研究實際的PMD效應時，只需要考慮Δτ在1個碼元周期範圍內變化時的SE（ωe）曲線即可。
1）當ωe一定時（ωe=2πf，可選定f=12 GHz），並令y分別取0.0、0.1、0.0、0.5、0.7、0.9和1.0，SE（ωe）隨Δτ的變化曲線如圖2所示。可見：當），γ=0.5時，曲線的斜率最大；當）γ≠0.5時，γ值越趨向兩端（0或1），SE（ωe）曲線的變化越平緩；γ=0.0和1.0時，SE（ωe）曲線的斜率為零，成為直線，表示光脈衝沿光纖的某一個偏振主態傳輸［9］，不產生PMD效應。而且，在γ=0.3與=γ0.7以及γ=0.1和γ=0.9時，SE（ωe）曲線重合，表明該曲線以γ=0.5為中心對稱。
2）令γ一定（γ=0.5），變化接收頻率廠分別為10、12、20和40 GHz，SE（ωe）隨Δτ變化的曲線如圖3所示，f越高，曲線的變化越陡峭，電功率譜密度的變化靈敏度也就越高，但當f=40 GHz時，曲線已經不再單調變化。同時考慮到單值性和靈敏度2個條件，接收頻率既不宜選得太高，也不宜選得太低，選在20 GHz最為理想，但也可以根據實際情況選在10～20GHz間。
3 DGD對電功率譜密度影響的實驗研究
偽隨機碼發生器發出10 Gbit/s非RZ（NRZ）偽隨機序列碼，通過LiNbO3外調製器，二次調製已經過正弦波調製後的光信號，從而可得到10 Gbit/s RZ偽隨機序列光信號，再經過色散補償光纖（DCF）壓窄後進入10（3bit/s×4復用器，分別調整3個偏振控制器（PC1，PC2，PC3）並在輸出端加上起偏器，就可以得到輸出為線偏光的OTDM 40 Gbit/s RZ偽隨機序列光信號。再通過PC4和差分延時線（DDL）後，產生具有一階PMD效應的40 Gbit/s RZ碼光信號，進入帶寬為40 GHz的PIN產生光電流，經過預放大後在電阻R上產生光電壓，再經過高頻窄帶放大器和窄帶帶通濾波器後，得到中心頻率為12.03 GHz的窄帶電信號。所選接收頻率最好選在20 GHz，但是20 GHz的頻率對電器件的要求過高，不易實現，考慮現有實驗條件，選擇的檢測頻率點為12.03 GHz。裝置中，高頻窄帶放大器帶寬為300 MHz，窄帶帶通濾波器的帶寬為100 MHz，中心頻點都是12.03 GHz。
40 Gbit/s光Rz碼信號經過PIN後，轉換為40 Gbit/s Rz碼的電信號，再通過放大濾波後接到電譜儀觀察中心頻率為12 GHz的頻譜特性。
測量電功率譜密度隨DGD變化的曲線時，首先調整PC4使進入DDL的分光比為0.5，然後變化DDL以1 ps為步長從0變化到1個碼元周期25 ps，每變化1次DDL，用電譜儀測量12 GHz頻點的電功率譜密度，同時可從示波器上觀察到具有一階PMD效應的40 Gbit/s Rz碼信號的變化，並記錄下Δτ為2.5、5.0、7.5、10.0和12.5 ps時的信號眼圖。
電功率譜密度與DGD間的關係如圖7中的實驗數據點所示。對比圖4的理論曲線與圖7的實驗曲線，實驗與理論計算吻合得很好，在△τ=0處，理論和實驗值均為最大值；Δτ增大時，理論和實驗值均下降；在Δτ=25 ps處，理論和實驗值均為最小。
4 結論
理論分析了脈衝波形、分光比、接收頻率以及DGD對接收信號功率譜的影響，並給出了合適的頻率接收範圍。通過實驗測量了在分光比為0.5時的40 Gbit/s Rz碼偽隨機信號在接收頻率為12 GHz處的電功率譜密度隨DGD變化的關係，實驗結果表明了理論分析的正確性，為以接收信號功率譜分量為反饋信號的一階PMD補償提供了重要依據。
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