我們在功分器設計一文中，詳細敘述了功分器設計的相關知識，功分器主要實現功率的比例分配，但是很多時候，我們希望輸入信號能夠按照一定的相位和功率關係去分配，比如發射機，收信機的工作狀態監控，從而構成混頻器，衰減器，移相器，功率放大器等等，這個功率混合電路就叫做定向耦合器。
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No.1 定向耦合器的技術指標
定向耦合器的技術指標包括：工作頻帶，插入損耗，耦合度，方向性與隔離度。
工作頻帶：定向耦合器是一種微波元件，其任何工作特性都與其工作頻率相關，只有當工作頻率確定下來之後，才能設計出滿足工作頻帶內要求的定向耦合器
插入損耗：主要是指主路輸出端與主路輸入端的信號功率比值，包括耦合損耗和導體介質的熱損耗，當然也包括反射損耗以及某些條件下的輻射損耗。
耦合度：描述耦合輸出埠與輸入埠信號的比例關係，通常用dB表示，耦合度越大，耦合埠輸出功率越小。耦合度的大小由定向耦合器的用途決定，通常3dB定向耦合器可用作信號的等比例分配；40dB以上的耦合器經常用在信號的檢測上。
隔離度：描述主路輸入埠與耦合支路隔離埠關係，理想情況下，隔離埠無信號輸出，隔離度為無窮大；
方向性：描述耦合支路耦合埠和隔離埠的比例關係。方向性=耦合度-隔離度
定向耦合器的指標我們可以根據定向耦合器的基本原理來解釋。定向耦合器作為一個四埠網絡，其原理圖如下圖所示。信號輸入埠1 的功率為P1，信號輸出埠2 的功率為P2，信號耦合埠3的功率為P3，信號隔離埠4的功率為P4.
那麼定向耦合器的四大參數可以表示為：
No.2 定向耦合器的分類
我們知道了定向耦合器的基本參數，那麼對於常用的定向耦合器，根據其構成可分為集總參數定向耦合器和分布參數定向耦合器；分布參數定向耦合器又可以依據其耦合方式和傳輸線的組成分成微帶定向耦合器，波導定向耦合器等等。
集總參數定向耦合器
集總參數定向耦合器就是由集總參數元器件構成的定向耦合器，也就是由集總參數的電感電容組成的。下圖是集總參數組成的分支線定向耦合器。
集總參數定向耦合器其結構簡單，可根據電路性質分為低通型（電路a）和高通型（電路b），其設計步驟如下：
1，確定定向耦合器的技術指標，包括耦合係數C，埠阻抗Z0和工作頻率f0。
2，將上述指標參數帶入下列公式，直接計算，得到k，Z0s和Z0p：
3，根據系統所需要，選用合適的電路模型——高通型/低通型，再套公式：
低通型：
高通型：
最後最好在仿真軟體裡面再做一下仿真。。。
哦了。。。。。
看示例：
看結果：
分布參數定向耦合器
分布參數定向耦合器就是利用分布參數元器件構成了，簡單來說就是用各種傳輸線來做的一個四埠無源器件。從構成來說可分為分支線型和耦合線型。
分支線型
耦合線型
我們在之前的文章中詳細學習過這兩種定向耦合器的性質，需要特殊注意的是，分支線的埠3是耦合埠，埠4是隔離埠，而耦合線型剛好相反。從這個角度來說，耦合線型有一個180°反向效應。
3.1 分支線型定向耦合器
下圖是常見的一種分支線定向耦合器示意圖，由主線，副線和兩個耦合分支線構成。主線，副線和分支線即可以有微帶線構成，也可以由帶狀線，同軸線組成。常見的是微帶線型的分支線定向耦合器。
所有定向耦合器的定向耦合特性都是由兩個或者兩個以上的波或者波分量在耦合埠疊加，並在隔離埠相抵消而產生的。對於上圖的分支線定向耦合器，分支線的長度和間距都是四分之一波長。
那麼我們首先來看一下它的定向性是怎麼來的？
我們以上圖定向耦合器為例，分別看一下信號在定向耦合器的四個埠個是怎麼工作的？
1，假設埠（1）為輸入端，信號有兩條路逕到埠（4），如下圖所示。第一條路徑的波程為四分之一波長，第二條路徑的波程為四分之三波長，波程差為二分之一波長，對應的相位差為180°。相位相反，互相抵消。當兩路信號的幅度完全相等時，完全抵消。那麼埠（4）就是定向耦合器的隔離端。
2，那麼埠（2）呢？似乎路徑與埠（4）完全一樣，兩路信號也是程180°的相位差，互相抵消。那麼，當埠（4）為隔離端時，路徑A>B的信號幅度遠大於路徑A>D>C>B過來的信號，那麼這個抵消的部分，就是定向耦合器的耦合損耗。埠2把剩餘的信號傳輸過去，這個就是直通端
3，繼續看埠（3）。兩路信號到達C點的波程長度一樣，都是二分之一波長，相互疊加，為耦合端。
耦合端的信號和直通端的信號的波程差為四分之一波長，對應的相位差為90°。這個定向耦合器就是90°定向耦合器。
上面只是定性分析了一下分支線定向耦合器的工作原理。接下來我們對其進行數學分析。看看數學上說不說的過去？分析方法為耦合器常用的「奇偶模分析法」。
為了得到各個埠輸出波電壓的性質，那麼我們假定埠(1)入射波電壓V1 =1 ，埠(4)入射波電壓 V4=0。
奇模激勵下，分支線對稱面上的電壓等於零，等效為短路。偶模激勵下，分支線對稱面上的電流為零，等效為開路。此時四埠網絡可以轉化成兩個二埠網絡，其中每個二埠網絡的埠電壓都是奇模激勵和偶模激勵兩種情況下埠電壓的疊加。
然後經過一系列等效，得到最終的阻抗關係為：
抄不下去了，這是什麼數學？記住下面兩個公式得了。（劃重點啦）
好了，來個例子玩玩。
試設計一個3dB微帶雙分支定向耦合器，已知各埠微帶線特性阻抗均為50，中心頻率為5GHz，介質基板的相對介電常數εr=9.6，基板厚度h=0.8mm。
先算：按照上面圈裡面的兩個公式，編程算一下：
C=3; %3dB
V3=sqrt(1/(10^(3/10)))
b=1/(sqrt(1-V3^2))
a1=b*V3
a2=a1
Z0=50;
Za1=Z0/a1
Za2=Z0/a2
Zb=Z0/b
最後得到Za1= 50Ohm，Za2= 50Ohm，Zb=35.4Ohm
然後根據微帶線的阻抗公式得出：
接下來，帶入到仿真軟體中看一下結果怎麼樣吧。
除了單支節分支線定向耦合器，還有多支節定向耦合器，工作帶寬相比單支節寬了很多。如下圖：
3.2 耦合線定向耦合器
如上圖所示，平行耦合線定向耦合器是由兩段靠的很近的，相互平行的傳輸線組成，一段作為信號的主傳輸線，另一端作為信號的耦合線。這個傳輸線既可以是微帶線，也可以是帶狀線。大功率，低損耗的耦合線定向耦合器常常由空氣腔體耦合帶狀線構成，如下圖所示。
定性分析
上圖是一款常見的平行線定向耦合器，其耦合線長度為L。我們假設埠1是射頻信號的輸入口，埠2，毋庸置疑，就是信號的直通端。那麼我們來定性分析一下埠3 和埠4 的射頻信號的特性，以確定哪個是耦合端，哪個是隔離端？
我們先回憶一下分支線型定向耦合器的定性分析。我們是利用信號的相位差來確定耦合端和隔離端的。那麼看下圖，大家知道那個是隔離埠，哪個是耦合埠嗎？對於射頻工程師，建議記牢這個。
那麼對於耦合線型的耦合器，怎麼快速判斷耦合埠和隔離埠呢？
首先來明確兩個概念。
第一，對於靠的很近的兩條線，他們之間的有個耦合電容C。並且靠的越近，電容越大。電容耦合電流ic3和ic4分辨沿著耦合線向兩端傳輸。
第二，對於電磁信號傳輸主線上的射頻信號i1，根據電磁感應定律會在耦合線上有一個感應電流iL，iL的方向與i1的方向相反。
這樣在埠3，電容耦合電流ic3和感應電流iL3同向疊加。在埠4，電容耦合電流ic4和感應電流iL4方向相反互相抵消。在理想情況下，埠4 的兩個電流抵消為0，沒有信號輸出，為隔離端。埠3 為耦合端。
和分支線定向耦合器不同的是，平行耦合線定向耦合器的耦合端和直通端是反向的，因此又稱為「反向型定向耦合器「。
定量分析。
平行線定向耦合器的分析方法依然是奇偶模分析法。詳細過程如下：
然後經過幾百字的分析（此處省略1000字，詳細推導過程，請翻閱參考書《微波技術與微波器件》）得出設計公式：繼續圈重點。
設計實例
設計一平行耦合線定向耦合器，指標為：中心頻率3.5GHz，耦合度C=15dB，引出線特性阻抗為50Ω，介質基片εr=9.6，h=1mm。
step1：帶入公式計算：
W1/h=0.97, W1=0.97mm； s/h=0.62, s=0.62mm
耦合線段的長度近似認為等於未耦合單根線的1/4波長。
根據微帶線公式計算出微帶線寬度：W0=0.99mm
step2：帶入HFSS建模仿真：
step3：仿真結果如下：
結論：在中心頻率3.5GHz處，回波損耗 | s11|<-33.5dB，隔離度-| s41|=23dB，耦合度-|s31| ≈12dB，基本滿足設計要求。
平行線定向耦合器的寬頻帶設計
為了獲得更大的帶寬，使用多個λ/ 4耦合部分。這種耦合器的設計與分布式元件濾波器的設計大致相同。耦合器的各部分被視為濾波器的部分，通過調整每個部分的耦合係數，可以使耦合埠具有任何經典濾波器響應，例如最大平坦（巴特沃斯濾波器）， 等紋波（橢圓函數濾波器）或指定紋波（切比雪夫濾波器）響應。紋波濾波器是通帶中耦合埠輸出的最大變化，通常用標稱耦合因子作為正或負的dB值。
3.3 耦合孔耦合器
另一種常用的耦合線耦合器是有波導線間的耦合孔來實現的，我們叫做耦合孔耦合器。矩形波導定向耦合器同上面介紹的兩款定向耦合器一樣，由主波導和負波導組成。通過主波導和副波導公共壁上的耦合孔進行耦合。根據耦合孔的數目和形狀，波導定向耦合器可分為單孔定向耦合器，多孔定向耦合器，十字孔定向耦合器匹配雙T和波導裂縫電橋等多種結構形式。
單孔定向耦合器
單孔定向耦合器的結構如上圖所示，其主副波導的公共壁是寬壁，圓孔開在公共寬壁的中心線上。假設輸入信號的波形為TE10模，其模式圖如下圖所示。當TE10波從主波導埠1輸入後，大部分的信號從埠2輸出，一小部分的信號能量通過公共壁上的圓孔耦合到副波導中去，而且耦合到副波導中的能量大部分從埠3輸出，埠4 有很少的信號能量輸出。那麼對於單孔耦合器，埠1 為耦合器的輸入口，埠2為直通口，埠3 為耦合口，埠4為隔離口。為什麼呢？
先看下面的場圖和電流分布圖。把這個記在腦海我們從電磁場的分布中去尋找答案。
根據TE10波再矩形波導中的電磁場分布，在耦合圓孔附近的電場和磁場分布如下圖所示。
當主波導的TE10波到達耦合圓孔時，電場能量E會通過耦合圓孔進入副波導的公共寬壁上，使圓孔周圍得到大小相等方向相同的電場分布，如上圖b所示。由於圓孔在波導寬面的中心線上，在圓孔處，除了電場耦合外，磁場同樣會通過耦合圓孔進入到副波導中去。如圖C所示。這樣電磁場通過耦合孔進入到副波導線中之後，會相互疊加。由上圖可知，在埠3，電磁場耦合的信號相互疊加增強，埠4處的電磁場耦合的信號抵消減弱。
對於單孔耦合器的計算可以通過小孔耦合理論進行定量分析計算，具體過程可參見今日推文2學習——《矩形波導與圓柱波導或圓柱諧振腔間的小孔耦合》。這裡僅給出利用小孔耦合理論推到出的單孔定向耦合器的耦合度C和隔離度D的計算公式。（劃重點）
式中a，b分別為波導的寬邊和窄邊尺寸，波導波長為：
多孔定向耦合器
上面介紹完單孔耦合器，我們接著來學習多孔耦合器。
下面介紹的矩形波導多孔耦合器的主波導線和副波導線相互平行，公共壁為波導窄壁，在公共窄壁上開有若干個相隔一定距離的小孔。最簡單的多孔耦合器為雙孔定向耦合器，其結構如下圖所示，兩孔之間的距離為，中心工作頻率波長的四分之一。
當電磁信號從埠1輸入時，在主波導中的TE10模在窄壁上只有縱向的磁場分量，沒有電場分量，因此通過每個耦合孔只有一種耦合波，若要在副波導中形成定向耦合，至少需要開兩個耦合孔。波傳輸示意圖如下圖所示。
設由孔A耦合到副波導中的波記為 V3a，V4a ，因耦合孔很小，所以認為到達孔B的波與到達孔A的波近似相等，只是相位落後 ，這樣由孔B耦合到副波導中的波可以近似表示為：
當V3b傳輸到孔A與V3a合成時，相位又落後 ，因此由埠（3）輸出的合成波為
同理，由埠4輸出的合成波為：
由以上兩式可知，埠3為隔離端，埠4為耦合端。
通過上述分析可知，雙孔定向耦合器的定向耦合作用是由兩孔耦合的波相互幹涉形成的，類似於之前介紹的分支線定向耦合器。
多孔定向耦合器的結構和工作原理與雙孔定向耦合器的結構和工作原理類似，但多孔定向耦合器的頻帶較寬、耦合度較小。
3.4 Lange耦合器
除此之外，還有一種可以實現緊耦合的耦合器，是由工程師Lange發明的，我們成為Lange 耦合器
Julius Lange 和他的耦合器（內附論文下載）
「In 1969 we at Texas Instruments were building microwave amplifiers on thin film ceramic substrates. We were using the scheme invented by Engelbrecht at Bell Labs, which required 3-dB quadrature couplers. The challenge was to get tight coupling on single layer microstrip. On the other hand our transistors had too much coupling between the interdigitated base and emitter fingers. So why not an interdigitated coupler? I built it; and it did not work well. Then I remembered that geometric symmetry guarantees quadrature, a 90° split between the outputs. So I moved some of the crossovers from the ends to the middle; and it worked! We had a microstrip interdigitated quadrature coupler with low loss and wide, one octave, bandwidth. 」
1969年，當時在TI工作的Dr. Lange 接到了一個棘手的項目。當時的TI要研發一款基於陶瓷基板的射頻放大器，在這個放大器裡面需要一個3dB耦合器，然而在當時的條件下，微帶耦合器很難實現3dB的緊耦合。即使現在，在同層PCB上，靠窄邊耦合，也很難實現如此大的強耦合。如果這個問題給你，你會怎麼解決呢？很快我們都會想到了交指，用交指來實現微帶線見的強耦合，這個在現在濾波器設計中會經常用到，比如下面這張圖。實際上 Lange也想到了這個方法，但是在實際設計中又遇到了對稱性的問題，在這一個一個問題的排查解決過程中，一個偉大的耦合器就此產生——Lange耦合器。
J. Lange 是幸運的，他接到了一個好項目，讓他有機會去尋找這個問題的解決方法。換做是你，也許這個耦合器前面加的就是你自己的名字。不能怪我們不夠聰明，只能說自己生的太晚了。
Dr. Lange 緊接著就發表了這篇著名的論文「Interdigitated Strip-Line Quadrature Hybrid」，當然也擁有了這個耦合器的專利US3516024。（需要的同學可以在公眾號對話框輸入 Lange，獲得下載連結。）
No.2 Lange 耦合器的原理
Lange耦合器是一種正交混合耦合器，在輸出埠（埠2和埠3）之間有90°的相位差。Lange耦合器的微帶電路設計如下圖所示。為了達到強耦合，此處用了四根相連接的耦合線，這種耦合線很容易實現強耦合，並且有一倍頻程以上的帶寬。其難點是實際加工比較困難，主要是線比較窄且間隙很小，另外的橫跨在線之間的連接線也很難實現。
於是人們就把原始的Lange耦合器做了展開設計，如下圖所示。
展開型的Lange耦合器設計就稍微簡單點，但是原理同Lange原型一樣。展開型的Lange耦合器可以用等效電路模擬，如下圖所示，它由四根導線組成，所有這些導線都有相同的線寬和間隙。如果我們假設每根導線只與相鄰的導線進行耦合，忽略較遠的導線的耦合，那麼其等效電路可以展開成兩根平行耦合線。然後就可以用耦合線的分析方法去分析Lange耦合器。
分析方法我們不再詳述，具體可參考論文「A NOVEL APPROACH TO THE DESIGN AND IMPLEMENTATION OF 3 dB LANGE COUPLER FOR MMIC Ka-BAND QPSK MODULATOR」
比較方便的是很多的射頻仿真軟體上集成了Lange 耦合器的模型，我們可以直接調用模型進行仿真。比如ADS裡面的這個模型。
我們調用這個模型就可以進行仿真。
No.4 耦合器的那些專利
CN202585699U_弱耦合定向耦合器
一種大功率矩形波導雙定向耦合器的製作方法
CN107370458A_一種基於單片集成技術的太赫茲混頻電路
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本發明提供了一種矩形波導定向耦合器，包括耦合器殼體，耦合器殼體內設有主線波導腔和分支波導腔，主線波導腔和分支波導腔之間設有耦合窗口，耦合窗口位置設有豎向的兩個耦合主柱；主線波導腔內、分支波導腔內對應位置分別設有耦合副柱；耦合主柱的上下兩端、耦合副柱的上下兩端附近的耦合器殼體上都設有滑動槽，滑動槽使耦合主柱、耦合副柱按照預定曲線移動至預定位置，調節矩形波導定向耦合器的耦合度。上述矩形波導定向耦合器，由於設有耦合主柱和耦合副柱，通過調節耦合主柱和耦合副柱在滑動槽中的位置，從而調節矩形波導定向耦合器的耦合度，耦合度可調，使上述矩形波導定向耦合器能夠適用於多種耦合度的需要，適應性更強。
WO2020187110A1_DIELECTRIC TRANSMISSION LINE COUPLER, DIELECTRIC TRANSMISSION LINE COUPLING ASSEMBLY, AND NETWORK DEVICE
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US20200220246A1_BRANCH-LINE COUPLER
CN210576373U_一種耦合度可調的耦合器
本實用新型提供一種耦合度可調的耦合器，包括上蓋板、下腔體、緊固螺釘、信號連接器，下腔體內設置有主線內導體和副線內導體，上蓋板和下腔體通過所述緊固螺釘銜接固定，副線內導體包括耦合調節部和固定端，副線內導體的固定端與信號連接器連接，上蓋板對應副線內導體的耦合調節部設置有調節螺孔，調節螺孔對應配置有調節螺母，調節螺母的調節端設置有定位標識，上蓋板設置有與定位標識匹配的定位線。本實用新型轉調調節螺母，能夠壓迫副線內導體的耦合調節部產生位移，改變副線內導體與主線內導體的間距，從而改變耦合度的強與弱，進而達到耦合度調整的作用，並且具有良好的耐大功率性能。
CN110611144A_一種小型化寬帶前向波定向耦合器單元電路
本發明公開一種小型化寬帶前向波定向耦合器單元電路。該前向波定向耦合器單元電路共有五層電路結構。開槽的耦合微帶線位於整體電路第一層，交指金屬平行板位於整體電路第二層和第三層，開槽的耦合微帶線和交指金屬平行板通過金屬過孔連接；垂直摺疊金屬線從第二層中間位置開始，摺疊彎曲至第四層中間位置，層與層之間通過金屬過孔連接；第五層為整體電路的參考地。所述五層電路結構的每層金屬層之間為襯底介質。5個單元電路的級聯，增大了奇偶模累積相位差，在5.5‑9GHz頻段內實現0.5dB的能量耦合度，耦合相對帶寬達48.27％。所述前向波定向耦合器單元電路大大縮小了整體電路尺寸，結構較簡單，實用性較強
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本發明公開了一種HMSIW平衡定向耦合器，適用於較高的釐米波和毫米波頻段，由兩個垂直堆疊的單端定向耦合器組成，在公共地面上刻蝕矩形縫隙並引入人工表面等離激元(SSPP)結構。在差模激勵下，矩形縫隙區域被等效為理想電壁(PEC)，由於公共金屬面近似認為是理想電壁，因此其差模等效電路即對應的單端定向耦合器。然而，在共模激勵下時，公共金屬面被等效為理想磁壁(PMC)。根據PEC‑PMC結構的邊界條件，TEn0模式無法在SIW中傳輸，此時共模信號在矩形縫隙邊緣被反射。通過在矩形縫隙中引入SSPP結構，上/下金屬層與公共金屬面之間的槽線傳輸模式被有效抑制，從而進一步提高了平衡定向耦合器的共模抑制能力。另外，本發明具有結構緊湊、設計簡單以及高共模抑制等特點。
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本發明公開一種帶矩形缺口的C波段正交電橋；通過PCB上的三段式的耦合段分布，有效的解決了傳統C波段電橋的幹擾大等問題；另外由於其將耦合線印製在PCB板上，通過PCB板的絕緣層來耦合，實現了整體化生產，進而實現批量化、簡易化的生產，而且提高了工作頻帶寬，使得其損耗小、高低溫性能穩定。
結語：
定向耦合器作為最常用的射頻無源器件，其設計不僅需要射頻理論知識作為基礎，更需要準確的仿真。希望這篇文章能為大家設計定向耦合器提供參考。
謝謝，覺得有用不妨給小木匠加個雞腿🍗。
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