一種新型軟開關半橋DC/DC變流器的研究

摘 要：介紹了一種半橋變流器軟開關的控制方法，實現了一個主開關的軟開通，同時使得另一個主開關能在較低電壓下開通分析了具體的控制電路以及主電路拓撲工作原理最後給出了相應的1V/30W實驗電路模型,實驗結果證明了前面的理論分析。

關鍵詞：半橋變流器：零電壓開關；同步整流

0 引言
半橋電路拓撲在中小功率開關電源中已經得到了廣泛的應用從門極脈衝觸發方式上分，半橋電路可分為對稱半橋和不對稱半橋。不對稱半橋是通過兩個互補的門極觸發脈衝來控制橋臂上下兩個開關管.在這種門極觸發脈衝方式下，兩個開關管之間幾乎沒有死區時間(dead-time)存在．所以．變壓器原邊 感和開關管輸出結電容之間形成的Lc振蕩就會削弱.而且這種很小的LC振蕩能
夠實現兩個開關管的零電壓(ZVT)開通[1][2][3].但它只適合輸入電壓範圍較窄的場合，而不適合輸入電壓範圍較寬的場合[1][3]。對稱半橋兩開關管的門極觸發波形則是兩個脈寬相等且帶有死區的PWM調製脈衝。對稱半橋的優點是適合輸入電壓範圍較寬的場合，缺點是兩個主開關都工作在硬開關狀態下,在高頻情況下的開關損耗就會比較大。所以，它並不適合頻率很高的場合，而且．變壓器漏感和開關管結電容間在死區內的振蕩也很明顯，這就會帶來振蕩損耗．甚至可能造成較高的振蕩尖峰從而損壞開關管。

本文介紹了一種新型的軟開關半橋DC/DC變流器.它不需要外加任何其它器件，只需要通過改變開關管的觸發脈衝的相位就可以實現普通硬開關半橋拓撲中的一個開關管的軟開通．且減小了變壓器原邊漏感和開關管輸出結電容之間的振蕩，同時還可以使另一個MOS管在較低的電壓下開通另外一個特點就是工作在這種開關方式下的半橋變流器具有適合寬範圍輸人電壓的特性。

l PWM調製脈衝的實現
這種PWM調製脈衝與不對稱半橋的不完全相同,兩個開關管的門極觸發脈衝之間有死區存在。具體的門極觸發脈衝以及控制原理圖如圖1和圖2所示.為了便於分析說明．這裡將TL494作為PWM控制晶片。與普通的對稱半橋不同的是，它不是直接將TL494的兩路輸出經自舉晶片後送到原邊的上F兩個開關管進行驅動．而是將其一路輸出經二極體後作為D觸發器的輸入．經觸發器分頻後再分成兩支路．其中一支路輸出經自舉驅動晶片後驅動半橋電路的原邊開關管，另一支路輸出經反相器反相後驅動副邊的同步整流管(如圖2中vgs2和vsr1所示)。TL494的另一路輸出(OUT2)經RCD電路後作為與非門的輸入，它的輸出分別經自舉驅動晶片和反相器．分別去驅動原邊另一個主開關管和副邊另一個同步整流管(如圖2中vgs1和vsr2所示)這裡的RCD電路和與非門的作用是將TL494的輸出0UT2作一個延時得到vgs1．以避免原邊兩主開關管的直通和實現開關管s1的軟開通.

2 工作原理分析
主電路拓撲如圖3(a)所示，輸出整流級採用的是帶中問抽頭的同步整流結構.圖2(b)給出了變流器一個工作周期的波形圖
新型軟開關半橋變流器在一個周期中的工作模式如圖4所示。

模式l[t0~t1] 如圖4(a)所示，在t0時刻之前s2處於導通狀態，在t0時刻，s2的門極脈衝消失．s2關斷，由於變壓器原邊漏感的存在．在s於關斷後,st未開通之前，漏感的儲能對s2的輸出結電容Co2進行充電，使vds2上升；同時,S1的輸出結電容Co1處在放電狀態．vds1下降。副邊兩個同步整流管的體二極體同時導通維持負載電流. 變壓器副邊沒有功率輸出，負載電流由輸出電感Lo．來維持.
模式2[t1~t2] 如圖4(b)所示.在t1時刻．S1的vds1下降到零點，此時觸發S1，實現了S1的零電壓開通。同時副邊同步整流管sr1也受觸發導通，S2和Sr2都處於關斷狀態.在這個期間內,負載能量由輸入電容c1，經變壓器變換後供給.
模式3[t2~t3] 如圖4(C)所示。在t3時刻S1關斷．變壓器原邊的工作模式正好和模式1中的相反，此時，Co1被充電,Co2放電，從而vds1上升．vds2下降.副邊Sr1繼續維持導通,Sr2的體二極體D2被迫導通進行續流。

模式4[t3~t4] 如圖4(d)所示.在t3時刻Sr2受觸發導通，副邊兩個同步整流管都處在導通狀態，平分負載電流。而變壓器原邊此時就會形成兩個振蕩迴路，它們分別由Lk,Co1,C1以及Lk,Co2,C2構成.具體波形見圖3(b)所示。

模式5[t4~t5] 如圖4(e)所示。在t4時刻S2開通，其中t4可取在大於t3的任何一時刻.它可以是在振蕩的上升沿或下降沿，也可以是在振蕩的最高點或是最低點，這主要取決於負載的大小。所以，調整負載可使S2在不同的vds2電壓下降開通。此時Sr2也受觸發導通,Sr1關斷。
下一個工作模式就是模式1的情況，在這裡不再重複敘述。

3 實驗結果
實驗主電路如圖3(a)所示。控制電路如圖2所示.主電路具體參數如表1所列．控制電路參數如表2所列。

實驗波形圖如圖5所示，圖5(a)是原邊主開關管和副邊同步整流管的門極驅動波形。輕載時．由於負載電流較小，所以反映到原邊的電流也較小，存儲在變壓器漏感中的能量不足以實現S1的零電壓開通．圖5(b)是在輸入電壓Vin=36V，負載電流lo=15A時測得的上管S1的源漏極電壓vds1以及vgs1板電壓蹦波形，可以看出，在虛線區域內S1，是在零電壓下受觸發導通的，因此實現了它的零電壓開通。圖5(c)是在輸入電壓Vm=36V，負載電流Lo=15A時測得的下管S1的源漏極電壓vds2和門極驅動電壓vgs2波形．可以看出，在虛線區域內S2是在vds2=9V的時候受觸發開通的，這樣就實現了較低電壓下開關管的開通．同樣可以減小開通損耗。但隨著負載的不同，開通時的vds2也會不同。

圖6是在不同輸入電壓下測得的效率隨負載變化的曲線圖。輕載時．Vin=36V時的效率要比Vin=48V的效率高；隨著負載的增大Vin=48V時的效率明顯較高．且當負載電流Io=15A時，ηmax=86.8％。滿載時的效率η=80.1％。

4 結語
本文介紹了一種即不同於對稱半橋，也不同於不對稱半橋的控制方法――移相佔空比法。實驗結果證明：在負載一定的情況下．通過將一個開關管的門極觸發脈衝移相的的方法能夠實現它的零電壓開通，且使得另一個開關管亦能在較低的電壓下開通。同時變壓器原邊的振蕩也會減小一半，從而有利於提高變流器的效率。它即有不對稱半橋的軟開關特性，也有對稱半橋的寬範圍輸入電壓的特點。但由於變流器的輸出是低壓大電流，所以．變流器的效率得到了限制。