O 引言
全橋移相ZVS變換器近年來得到了廣泛關注，在中大功率的通訊電源和電力操作電源中得到廣泛的應用。然而，這種控制方法有以下幾個明顯的缺點。
(1)滯後臂開關管在輕載下將失去零電壓開關功能；
(2)為了實現滯後臂的ZVS，必須在電路中串聯電感，這會引起佔空比丟失，增人了原邊電流定額；
(3)原邊存在較大環流，增加了系統通態損耗。
為了解決這些問題，人們針對IGBT拖尾電流大的特點義提出了全橋移相ZVZCS變換器。其主要思路是超前臂實現ZVS，滯後臂實現ZCS，從而從根本上解決了原先全橋移相ZVS變換器中滯後臂零電壓開關困難的問題。由於不需要外加電感，佔空比丟失問題隨之解決，環流也大大減小。實現滯後臂的ZCS目前主要有以下幾種辦法。
(1)副邊有源箝位的ZVZCS方法，但增加了成本，並由於需要複雜的隔離驅動而降低了可靠性；
(2)副邊無源箝位和原邊無源箝位；
(3)利用IGBT的反向雪崩擊穿電壓；
(4)原邊串聯飽和電感和隔直阻斷電容。
但移相控制本身還有一個難以克服的缺點，即死區時間不好調整。當負載較重時，由於環流大，超前臂功率管上並聯的電容放電較快，因此實現零電壓導通比較容易，但當負載較輕時，超前臂功率管上並聯的電容放電很慢，超前橋臂的開關管必須延時很長時間才能實現ZVS導通。傳統的移相控制很難調整這個死區時間。
本文研究了一種名為有限雙極性控制的控制方法，配合上面介紹的原邊串聯飽和電感和隔直電容的ZVZCS PWM全橋拓撲，可以在很寬的負載範圍內實現超前臂的ZVS和滯後臂的ZCS。
1 ZVZCS PWM全橋電路有限雙極性控制原理分析
l.1 電路拓撲
有限雙極性控制ZVZCS PWM全橋電路拓撲如圖1所示。S1～S4共4個功率管(內帶續流二極體)組成一個全橋電路。其中，S1、S2組成超前橋臂，兩端分別並聯吸收電容C1、C2、S3、S4組成滯後橋臂；Cb為隔直電容，Ls為飽和電感。
l.2 工作原理
改進傳統的移相PWM電路，採用有限雙極性的控制方法，超前臂與滯後臂同時開通，並且在超前臂與滯後臂之間串聯一個隔直電容Cb以及飽和電感Ls。飽和電感相當於一個開關，有電流的時候電感飽和，相當於短路；沒有電流或電流很小時，有較大電感。利用隔直電容在環流期間加速環流衰減，使得滯後臂實現零電流關斷，並且利用飽和電感Ls阻止LC振蕩電流反向(反向電流不足以使飽和電感飽和，其電感值很大)；在滯後臂開通時．由於飽和電感處於不飽和狀態，電流上升慢，實現零電流開通。圖2所示即為全橋有限雙極性控制時序及各主要變量響應圖。其中，vgs1～vgs4為S1～S4管的驅動波形，Uab為ab兩點間電壓，ip為原邊電流。
1．2．1 模態1――功率傳輸
在t0～t1時刻，S1和S4導通，此時電流ip一方面通過變壓器原邊將電能傳輸到負載，另一方面給阻斷電容cb充電，Ls處於飽和狀態，電容Cb電壓線性增加。Ip=I0/n恆定不變。如圖3所示。
1．2. 2 模態2――超前臂的零電壓關斷
超前臂S1於t1時刻關斷，原邊電流ip從S1中轉移到C1、C2支路中，C1充電，C2放電。因為C1電壓不能突變，開始時為零，實現S1的零電壓關斷；飽和電抗器流過電流，尚未退出飽和狀態，阻抗為零。當Uc2降到零，二極體D2續流，t2時刻S2上的電壓為零，為以後S2的零電壓開通做好準備。如圖4所示。
1.2.3 模態3――Cb阻斷環流
t2時刻，ip通過S4和D2續流，阻斷電容Cb的電壓上升到最大Ucpb。飽和電感Ls尚未退出飽和狀態。由於變壓器原邊的電壓為零，原邊電流小於副邊電流，副邊電感使整流二極體D5～D8均處於正嚮導通階段，變壓器原、副邊短路。Ucb全部加在變壓器漏感上。在阻斷電容Cb的作用下，原邊電流迅速下降。如圖5所示。
1.2.4 模態4――滯後臂零電壓零電流關斷
t3時ip下降為零時，在Ucb作用下ip反向變化，由於Ls退出飽和狀態，呈現大阻抗，所以阻斷電容電壓不變，S4仍然導通，但是沒有電流流過。t4時滯後臂S4零電壓零電流自然關斷。此叫不對負載傳輸功率。如圖6所示。
1.2.5 模態5――超前臂零電壓零電流開通、滯後臂零電流開通
t5時S2、S3同時開通。在導通的瞬間，由於Ls不飽和，其阻抗很大，電流上升速度緩慢。S2、S3處於零電流導通狀態。且開通時電容C2上的電壓基本等於零，所以超前臂S2實現了ZVZCS。這段時間內，阻斷電容的電壓小變，原邊電流基本等於零，電源電壓加在飽和電感上，經一段時間促使其飽和，然後電流再線性增加。
t6時刻，原邊電流上升到I0/n，副邊整流二極體D6和D7導通，完成對管間的切換回到模態l的工作狀態。如圖7所示。
以上是半個周期的工作情況，另一半情況相似。從上面可以看到，滯後臂處於零電流開通和零電流關斷；超前臂零電壓開通，關斷靠並聯在管子上的電容實現近似零電壓關斷。
1.3 全範圍實現ZVS和ZCS的約束條件
1.3.1 超前臂實現ZVS的條件
(1)超前臂的零電壓關斷
由於輸出外並電容的存在，可以控制關斷管的電壓上升速度。電容的容值越大，電壓的上升速度越慢，超前臂的零電壓關斷效果越好。
(2)超前臂實現零電壓開通的條件
模態2中C2的放電時間為
為了保證超前臂的零電壓開通，兩個超前臂的死區時問td(即t5一t4)必須滿足
td≥tr
當輕載時，C2放電需要的時間tr相應增大，但輕載時有限雙極性控制的兩個超前臂的死區時間也相應增大，從而克服了傳統移相控制死區不好調整的問題，因此C1、C2可較大，以改善超前臂零電壓關斷效果。
1.3.2 滯後臂實現ZCS的條件
由於飽和電感的存在，滯後臂開通瞬間，電路中電流上升速度緩慢，可視為零電流開通。ZCS實現的程度主要取決於飽和電感的阻晰時間(即充磁時間)。阻斷時間tm的計算如下。
式中：N為匝數：
Br為磁芯的飽和磁密：
Bs為磁芯的剩餘磁密。
2 雙環控制原理及其實現
2.1 電壓電流雙環控制
傳統的方法採用電壓模式單閉環控制，這種控制方法響應較慢，也不能對功率器件進行實時電流限制，為了實現電壓電流可控，平均電流模式採用雙閉環控制，其內環控制輸出的平均電流，外環控制輸出電壓，提高了系統響應速度。
2.2 控制電路設計
採用集成晶片UC3525外加運放構成平均電流模式控制電路，並用外加邏輯電路的方式形成有限雙極性控制的4路控制信號。如圖8所示。
(1)外環控制 電壓給定信號與輸出電壓反饋信號經運放U1補償比較得Ue，接到UC3525的內部誤差放人器正相輸入端的腳2。當輸出電流超過給定限流值時，D11導通，Ue被箝在給定限流值上。
(2)內環控制 採樣電阻檢測輸出電流，並通過電流檢測放大器得電流反饋信號。接到UC3525的內部誤差放大器反相輸入端的腳1，與Ue進行比較。UC3525的腳9為反饋補償端。
(3)有限雙極性控制 UC3525的腳4為同步信號輸出，該信號作為D觸發器(U3)的時鐘信號，U3的Q端(腳1)和Q端(腳2)即可得到佔空比為50％、相位相差180的兩組脈衝，S11、S12用於控制死區時間。
3 仿真與實驗驗證
這種有限雙極性控制的ZVZCS PWM全橋變換器，已應用到一種15KW（300V/50A）電源模塊的設計當中。其主要技術參數如下。
輸入DC 430～650V直流；
輸出DC 170～340V：DC0～50A；
開關工作頻率20kHz；
死區時間1 μs；
隔直電容Cb=4 μF；
IGBT並聯電容C1=C2=22nF；
變壓器原副邊匝數比為15：13；
輸出濾波電感0.15mH；
輸出濾波電容2200μF。
3.l 仿真結果
額定功率下超前臂的ZVS波形如圖9所示。
滯後臂的ZCS波形如圖10所示。
實驗驗證了仿真結果的正確性。
3.2 實驗波形
當100％負載時，超前臂實現ZVS波形圖如圖11所示(管壓波形100V/div，驅動波形5V/div)。
從圖ll可看出，超前臂開通(即驅動信號為高)時，由於之前反並二極體續流的原因，管壓為零。超前臂關斷時，由於超前管上並聯電容的原因，管壓上升緩慢，基本實現超前臂ZVS。從圖11中超前臂管壓波形中可明顯看出，由於軟開關的實現，功率管上的電壓尖峰基本消除。
滯後臂實現ZCS波形圖如圖12所示。
滯後臂開通(即管壓從500V變為0V)時，由於飽和電感的存在，電流推遲2μs上升，實現零電流開通。而後超前臂關斷，由於隔直電容的存在，電流迅速衰減至零。為滯後臂的零電流關斷提供條件。圖12中，滯後臂ZCS實現十分理想，原邊電流環流衰減迅速，達到預期效果。
l0%負載時，超前臂實現ZVS波形圖如圖13所示。
由圖13可以看出，輕載時，原邊電流變小，並聯電容的充放電速度明顯減緩，反映在圖中即超前臂的管壓的上升下降沿變平緩。但此時超前臂的佔空比也相應減小，死區時間自動加長，為並聯電容提供了足夠長的放電時間，保證了超前臂的零電壓開通。關斷時，由於並聯電容充電緩慢的原因，使零電壓關斷的效果更加理想。
滯後臂實現ZCS波形圖如圖14所示。
輕載時，佔空比相應減小，為原邊電流衰減至零提供了充足的時間，保證了滯後臂ZCS的實現。
由以上各圖，可明顯看出有限雙極性控制在10％～lOO%負載範圍內超前臂的ZVS和滯後臂的ZCS都實現得十分理想。且從原邊電流ip的波形上可明顯看出原邊環流衰減十分迅速，保證在較寬的負載範圍內實現高效率，實驗證明整機效率可達94％。
4 結語
(1)採用有限雙極性控制的方法克服了移相控制死區調整困難的問題，使得超前臂可以在很寬的負載範圍內實現ZVS。而且C1、C2可選取的範圍較大，大大改善了超前臂零電壓關斷的效果。
(2)由於飽和電感的存在，可以在全範圍內實現滯後臂的ZCS。隔直電容用來減小環流。
(3)軟開關的實現，消除了開關管電壓尖峰，降低了開關損耗，可以在較寬的負載範圍內實現高效率。