隔離二極體廣泛地應用於電源以解決諸多的問題。在汽車系統中，當更換電池或車輛助推起動時，一個串聯隔離二極體可提供針對意外電池反接的保護作用。高可用性系統和電信配電使用隔離二極體以通過電源的並聯實現冗餘。另外，二極體還用於防止儲能電容器在需要進行某種短暫的輸出電壓保持以安然度過輸入壓降或噪聲尖峰的場合中放電，或者在輸入電源突發故障時使負載能夠平穩地斷電。
雖然隔離二極體容易了解和應用，但是其正向壓降會產生顯著的功耗，因而使得它們在低電壓和高電流應用中均不適合。在低電壓應用中，正向電壓降成為了電路工作範圍的一個限制因素，即使在使用肖特基勢壘二極體時也不例外。在一個串聯二極體的兩端至少丟失了500mV 的電源儲備空間，在電源於冷車發動期間會降到低至4V 的12V 汽車系統中，這是一種實質性的下降。
由於二極體工作在一個 400mV 至 700mV (最小值) 的固定電壓降 (這與額定電流額定無關)，因此對於表面貼裝型應用來說，功耗在 1A 至 2A 範圍內就成為一個問題。在超過 5A 的應用中，功耗成為了一個主要問題，這就要求採用精心細緻的熱布局或成本昂貴的散熱器以保持二極體的低溫運作狀態。電路設計師需要更好的解決方案。
一種解決方案是用 MOSFET 開關替代二極體。通過連接 MOSFET 以使其體二極體與它所替代的二極體指向同一個方向，但是在正嚮導電期間 MOSFET 接通，因而通過一個穿過 MOSFET 溝道的低損耗路徑短接體二極體。當電流反向時，MOSFET關斷，體二極體阻止電流的流動，從而保持二極體的運作方式。正向壓降和功耗的降幅高達10 倍。當與傳統的p-n 型或肖特基勢壘二極體相比時，這形成了「理想」二極體的基礎。
LTC4357 和 LTC4359是理想二極體控制器，專為在眾多電源反向隔離、合路 (ORing) 和保持應用中驅動 N 溝道 MOSFET 而設計。 RDS(ON) 規格低至 1mΩ 的 MOSFET 很容易採購，因此可採用單個傳輸器件構建理想二極體以處理超過 50A 的電流，同時保持電壓和優於任何二極體解決方案達 10 倍的功耗水平。
LTC4357 和 LTC4359 均取代了一個二極體，但是後者具有較寬的工作範圍 (最低至 4V)，而且它的靜態電流是前者的 1/4。 LTC4359 的 /SHDN 引腳可減小靜態電流並使 LTC4359 解決方案變成一個負載開關，這是 LTC4357 和二極體解決方案不具備的一項特性。表 1 重點羅列了 LTC4357 和 LTC4359 的特點。
LTC4359 是一款具有 4V 至 80V 寬工作範圍的低靜態電流控制器。工作範圍的 4V 端在不能容許二極體壓降的低電壓應用中是特別重要的，而 80V 的額定規格則使其能夠在 48V 電信系統和汽車環境中運行並安全經受瞬變。LTC4359 可保護下遊電路免遭低至–40V 之反向輸入 (當電池端子錯接時將出現這種情況) 的損壞。
表 1：理想二極體控制器
器件型號
工作電壓
在 12V 時的
電源電流
IGATE(UP)
特點
LTC4357
9V-80V
650µA
20µA
0.5μs 關斷時間和 2A 柵極下拉電流
LTC4359
4V-80V
155µA
10µA
低 IQ 停機模式，反向輸入保護至–40V，控制單個或背對背 MOSFET
當採用電池供電工作時，儘量減小放電電流在正常操作中是重要的，而且在負載斷開時變得至關重要。LTC4359 具有一個典型值為 155μA 的低靜態電流，並且當器件置於停機模式時將進一步減小至 14μA。雖然 MOSFET 在停機模式中是關斷的，但是其體二極體仍能傳導正向電流。有些應用需要擁有接通 / 關斷某個負載或在不受電源電壓影響的情況下控制供電的能力。LTC4359 通過把兩個 N 溝道 MOSFET 作為一個負載開關來驅動 (以阻斷正向和反向電流) 完成了這項任務。
工作原理
LTC4359 控制一個在圖 1 方框圖中示為 Q1 的 N 溝道 MOSFET。MOSFET 源極連接至輸入電源並充當二極體的正極，而 MOSFET 漏極則為二極體的負極。當首次加電時，負載電流最初流過 MOSFET 的體二極體。LTC4359 檢測從 IN至 OUT 的電壓降，並把 MOSFET 驅動至導通狀態。內部放大器 (GATE AMP) 和充電泵試圖在 MOSFET 的兩端保持 30mV 壓降。如果負載電流引起超過 30mV 的電壓降，那麼 MOSFET 將被驅動至完全導通，而正向壓降按照 RDS(ON)·ILOAD 增加。
圖 1：LTC4359 的方框圖
如果負載電流減小，則 GATE AMP 把 MOSFET 柵極驅動至較低的電平以保持 30mV 的壓降。倘若正向電流減小至不能支持 30mV 壓降的水平，則 GATE AMP 把 MOSFET 驅動至關斷狀態。這將阻止 DC 反向電流並在冗餘電源應用中實現無振蕩的平滑切換。
如果發生輸入短路，則電流迅速反向並由輸出電容或另一個電源供電。快速下拉比較器 (FPD COMP) 通過測量位於 IN 和 OUT 之間的 MOSFET 兩端之壓降來檢測反向電流。當 MOSFET 兩端的壓降超過–30mV 時，FPD COMP 比較器通過在不到 500ns 的時間裡把 MOSFET 柵極拉至低電平做出響應。
/SHDN 引腳負責控制 IC 和外部 MOSFET。 把 /SHDN 引腳拉至低電平將關斷 IC 和外部 MOSFET，同時把電流消耗減小至僅 14μA。若需接通 IC，則可把 /SHDN 引腳浮置或驅動至高電平。如果是浮置，則一個內部 2.6μA 電流源上拉 /SHDN 引腳電平。
比肖特基二極體更好
基於 MOSFET 的二極體解決方案減少了功耗和肖特基二極體上的正向電壓降，而且更具通用性，有大量的 MOSFET 可供選擇，適用於幾乎任何電壓和電流組合。
圖 2 和圖 3 比較了SBG2040CT 肖特基二極體和BSC028N06NS MOSFET 的功耗及正向電壓降。在 20A 電流條件下，BSC028N06NS 2.8mΩ MOSFET 僅消耗 1W 功率，比SBG2040CT 肖特基二極體節省了 8W 功耗。MOSFET 的正向電壓降為 RDS(ON)·ILOAD = 56mV，比起肖特基二極體的 450mV 有了極大的減少，從而使電路能在較低的電壓下工作。
圖 2：功耗與負載電流的關係曲線
圖 3：負載電流與正向電壓降的關係曲線
具反向輸入保護功能的 12V/20A 汽車二極體
圖 4 示出了一款能處理至–40V 之反向輸入的典型 12V、20A 應用電路。由於 MOSFET 具有 2.8mΩ 的低導通電阻，因此正向壓降在滿負載電流條件下只有 56mV。
圖 4：具反向輸入保護功能的 12V/20A 理想二極體
在輸入短路期間，IN、SOURCE 和 OUT 引腳上會出現具有潛在破壞性的瞬變。D1 和 D2 通過把電壓瞬變箝位至小於 –40V 以保護 IN 和 SOURCE。一個額定雪崩電流為 50A 的 60V BVDSS MOSFET Q1 負責吸收感應電能，並防止 IN、SOURCE 和 OUT 超過其絕對最大額定值。
DC/DC 轉換器和線性穩壓器等下遊電路需要提供針對反向輸入和錯接電池端子所承受之電壓的保護。LTC4359的輸入引腳額定在 –40V。為了把MOSFET 保持在關斷狀態，一個內部NEGATIVE COMP 比較器檢測何時SOURCE 引腳相對於VSS 為負(至少在1.7V)，並在GATE 引腳上執行下拉操作。當MOSFET 關斷時，將阻止負電壓到達負載。反向輸入保護被R1 中的功率耗散限制在大約 –40V。
二極體作為一個負載開關
LTC4359 可用作一個開關以控制至負載的供電。二極體 (不管是肖特基二極體還是圖 4 所示的電路) 始終傳導正向電流。在停機模式中，LTC4359 關斷 MOSFET，但是其體二極體仍然傳導正向電流。
為了阻斷正向電流，如圖 5 所示增設了一個額外的 MOSFET Q2。/SHDN 引腳起控制信號的作用以接通 / 關斷負載開關。把 /SHDN 引腳拉至低電平將把兩個 MOSFET 全部關斷：Q2 隔斷正向電流，而 Q1 則阻止反向電流。MOSFET 體二極體指向相反的方向，從而阻斷了正向和反向電流。把 /SHDN 引腳浮置或驅動至高電平將接通 IC 並在 MOSFET 中啟用二極體的運作方式。在接通期間，可通過利用柵極電容器 C1 控制 GATE 引腳上的轉換速率以及 LTC4359 的受控柵極電流來限制浪湧電流。
圖 5：28V 負載開關和具有反向輸入保護功能的理想二極體
對於存在多個電源的情形，複製圖 5 所示的電路可實現主動的電源選擇，而不會受相對電源電壓的影響。這與被動選擇方案是完全不同的，在被動選擇方案中，嚴格的二極體運作方式簡單地選擇具有最高電壓的輸入電源。
並聯電源
可採用多個 LTC4359 以組合兩個或更多電源的輸出，從而提供冗餘或實現壓降均分，如圖 6 所示。對於冗餘電源，由具有最高輸出電壓的那個電源提供大部分或全部負載電流。如果在提供負載電流的同時電源的輸出短接至地，則電流短暫地反向，並通過MOSFET 回流。LTC4359檢測到該反向電流並啟動快速下拉比較器(FPD COMP)，在500ns 的時間裡關斷MOSFET。
圖 6：冗餘電源
假如另一個最初較低的電源在發生故障時未在提供任何負載電流，則輸出下降，直到其合路 MOSFET 的體二極體導電為止。同時，LTC4359 以 10μA 電流給 MOSFET 柵極充電，直到正向壓降減至 30mV 為止。如果該電源在發生故障時分擔負載電流，那麼其相關的合路 MOSFET 簡單地對 MOSFET 柵極進行更強烈的驅動，旨在保持 30mV 的壓降。
如果兩個電源的輸出電壓和輸出阻抗幾乎相等，則可實現壓降均分。30mV 調節方法可確保在輸出之間實現平滑的負載均分，並無振蕩。按照歐姆定律的規定，均分的程度是 MOSFET RDS(ON)、電源的輸出阻抗及其初始輸出電壓的一個函數。
擴展反向輸入保護範圍
圖 7 示出了 LTC4359 被配置為一個具有針對反向輸入電壓之保護能力的 48V 理想二極體。增設 R2 以把 VIN–VOUT 範圍擴展至 –100VDC，這具有把正向調節點降低 10mV 的作用。在那些由第二個電源或充電電容器把輸出保持在+48V 的應用中，Q1將阻隔一個反向48V 輸入電源。在非冗餘應用中，可以預計當輸入電源被拿掉或意外反接時輸出將降低至零，從而成功地阻止高達 –100VDC 的輸入到達輸出端。
圖 7：具有反向輸入保護功能的 48V 理想二極體
R2 是一個脈衝額定組件，因此能很容易地耐受超過 –100V 的 VIN–VOUT 瞬變。選擇 Q1 的原因是其兼具 250V BVDSS和異常低的20mΩ RDS(ON)，但是其額定雪崩能量是適中的 320mJ，並具有 47A 的最大雪崩電流。倘若反向電流超過了 MOSFET 的額定雪崩電流，則可增設 D6，以通過吸收任何雪崩能量來保護 Q1，而且這把峰值 VIN–VOUT 電壓限制在 –150V。一旦超過這個點則 D6 將擊穿，並把瞬態電流脈衝一直傳遞至輸出端。
結論
LTC4359 理想二極體控制器取代了肖特基二極體，而且還能驅動一個負載開關。在1A 至2A 或更大電流條件下，LTC4359優於肖特基二極體解決方案。憑藉其4V 至80V 的寬工作範圍和反向輸入耐受能力， LTC4359 在低電壓應用中保持低的正向壓降(度過汽車冷車發動的過程)，並保護負載免遭電池反接的損壞。停機模式把已經很低的 155μA 靜態電流進一步減小到低至 14μA，並可用作一個用於負載開關的通 / 斷控制信號。 LTC4359 非常適合汽車以及電信和冗餘電源應用。
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