基於電池供電的雙路隔離反激開關電源設計

摘要 針對可攜式醫療康復設備領域中電池供電、高隔離度和高電壓輸出的要求，設計了一款新型低輸入電壓供電、雙路高壓輸出隔離的開關電源。該設計採用鋰電池供電，採用基於佔空比50%的電流型脈寬調製控制晶片UC3845的反激拓撲結構和光耦反饋網絡電路，實現雙路隔離正負高壓電源輸出。電源輸入電壓為10～14 V，輸出電壓為雙通道+35/-35 V隔離，功率為14 W，效率是75%，電源模塊面積為65 mm×40 mm。仿真與實際測試結果表明，該電源可實現正負高壓電源隔離輸出。

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關鍵詞 反激;開關電源;電流型脈寬調製;反饋電路

隨著社會發展，人口老齡化問題及各種中老年疾病問題也愈發嚴重，腦卒中目前已經成為人類死亡率和致殘率最高的中老年疾病之一，中風患者由於腦部運動中樞受損而導致肢體運動功能喪失。目前，醫院主要使用高壓電刺激脈衝輸出的康復醫療設備對患者進行運動康復治療。為方便患者出院後在家進行康復訓練，需要一種電池供電、隔離度高和電壓輸出高的可攜式醫療設備，便於患者隨身攜帶。因此，研究並設計一款低輸入電壓供電、雙路高壓輸出隔離、體積小的電源對於設計可攜式康復醫療設備具有重要意義。

近年來隨著功率器件不斷更新和脈寬調製技術(Pulse Width Modulation，PWM)的日趨完善，開關電源技術也得到了快速發展。開關電源是一種功率變換的裝置，具有小體積、高效率、寬輸入電壓、隔離輸出、低成本等優點，被譽為高效節能電源。而反激開關電源是其中成本最低的電源，其輸出功率為10～100 W，可輸出不同的電壓，電壓調整率較好。

本文介紹一種基於電流型PWM晶片UC3845的反激開關電源設計，設計輸入電壓為10～14 V DC，輸出電壓為雙通道+35/-35 V DC隔離，功率為14 W，效率是75%，該電路採用可調式精密並聯穩壓器TL431配合光耦構成的反饋迴路，相比於傳統的離線式結構的開關電源，具有高隔離度，電路抗幹擾能力強、紋波電壓小，對於負載變化大和輸出電壓變化大的情況可較快響應，並具有較高的穩定性。

1 工作原理與設計指標

圖1所示是本開關電源整體框圖。主要包括MOS管、反激變壓器及輸出電路、光耦隔離反饋電路和UC3845晶片及外圍電路組成。其中，輸出電壓通過光耦隔離反饋電路，進入UC3845晶片內置誤差放大器(EA)，控制PWM的佔空比，從而控制MOS管導通時間，實現正負雙向電源的隔離和穩壓輸出。其工作過程為：當MOS開關Q1導通時，所有整流二極體D1、D2都反向截止，輸出電容C1、CS給負載供電。此處反激變壓器T1相當於一個純電感，並不是真正的變壓器。流過Np的電流線性上升，達到峰值Ip;當MOS開關Q1關斷時，所有繞組電壓反向。此時反激電壓使輸出二極體D1、D2進入導通狀態，同時Np 儲存的能量傳送到次級，提供給負載電流，同時給輸出電容C1、CS充電。

2 電路設計

利用電源設計指標，設計本電源的電路原理如圖2所示。

2.1 UC3845外圍電路及MOS電路設計

該部分電路UC3845供電可直接使用12 V輸入鋰電池供電，開關工作頻率fsw由連接晶片RT/CT引腳的電阻電容控制，並有

其中，fsw的單位為kHz，RT的單位為kΩ，CT的單位為μF。設計中RT為2.37 kΩ，CT為1.2 nF，所以根據式(1)可求得fsw為302 kHz。MOS管M1型號為IRFZ44ESPbF，電流模採樣電阻Rs為0.33 Ω，其採樣的電流經過RC濾波器(R2=1 kΩ，C2=470 pF)濾除高頻雜波後輸入給UC3845的ISENSE引腳。

2.2 反激變壓器參數設計推導

2.2.1 確定變壓器初/次級匝數比Np/Ns

本設計變壓器磁芯選用型號為EE19-Z。確定開關管可承受的最大關斷電壓Vms，同時選定管子時儘量使Vms小，保證當有30%的輸入直流電壓最大值Vdc尖峰疊加在Vms時，開關管的最大耐壓值(Vceo，Vcer，Vcev)仍可保留30%的裕量。功率MOS開關管選定型號為 IRFZ44ESPbF，其最大耐壓為60 V，導通最大電流為48 A，導通電阻為23 mΩ。所以選定Vms=24 V，利用下式計算變壓器初次級匝數比Np/Ns。

其中，Vo為輸出電壓。本設計中，Vdc=14 V，Vo=35 V，所以可計算次級匝數比Np/Ns為10：36，近似為9/40。

2.2.2 確定最大導通時間Ton(max)

保證磁芯不飽和且電路始終工作在DCM模式。最大導通時間Ton(max)計算公式為

本設計開關頻率fsw=300 kHz，周期T為3.335μs，根據式(5)可得到Ton(max)=2.852μs，所以得到最大佔空比Dmax=Ton(max)/T=0.427 9。

2.2.3 確定初級線圈繞組參數

利用下列公式計算初級繞組電感Lp

根據式(6)可求得Lp為5.2μH，同時利用根據式(5)可求得Ip(max)為6.4 A，初級線圈繞組流經電流有效值可根據式(7)計算。

得到Ip(max)為2.4 A，初級總圓密耳為500×2.4=1 200圓密耳。

2.2.4 確定次級線圈繞組參數

次級繞組線圈電感值的計算公式為

經過計算得到Is(rms)=0.49 A，次級圓密耳為500×0.49=247圓密耳。

2.3 反激變壓器及輸出電路設計

變壓器參數根據上文推導計算，表2所示為依據設計指標計算好的變壓器參數。

2.4 光耦隔離反饋電路設計

如圖2所示，光耦PC817反饋電路負責解決輸入輸出隔離問題，PC817三極體側電路使用輸入電源地GROUND，而其二極體側電路全部使用輸出電源地 COM，完成輸入地與輸出地的隔離，同時形成閉環反饋控制環。PC817發光二極體陰極接TL431的陰極，三端可調分流基準源TL431，相當於一個內部基準為2.5 V的電壓誤差放大器。PC817集電極接UC3845內置EA輸出補償引腳COMP，內置EA的反相輸入端VFB接地。圖2中電阻R7和R9串聯接入到+35 V輸出電壓通道中，TL431的ref引腳接到該兩個電阻中間，並利用下式設定兩個電阻的阻值，使電阻R9上電壓等於TL431的內置基準電壓2.5 V。本電路中這兩個電阻選定分別是105 kΩ和8.06 kΩ。

該隔離反饋電路工作原理是：當輸出電壓升高時(即高於35 V時)，會使光耦二極體的電流增大，進而使三極體側電流增大，由於三極體集電極與UC3845的EA輸出端相連，且EA配置成同相放大器，光耦集電極電流增大使其超出EA的電流輸出能力，所以UC3845的EA輸出引腳COMP電壓下降，使PWM佔空比D減小，根據式(10)可知，輸出電壓會下降;反之，當輸出電壓降低時，反饋電路作用後會最終使輸出電壓升高。

3 仿真與實驗結果分析

採用電源軟體Saber進行功能仿真，進行25 ms的瞬態仿真，並將結果列於表3中。圖3所示為本設計電源實物圖。電路模塊尺寸為65 mm×40 mm。圖4和圖5為實際測試輸出波形圖。

根據實際測試與仿真測試，得到表3所示的仿真和實測結果對比。對於兩通道的電壓輸出，實測與仿真誤差分別為1.372 V和0.261 V;對於瞬態直流特性，如圖4所示，本設計電源從上電到穩定所需時間實際測試約為1 s，表3中通道1上升時間(T1rise)和下降時間(T2fall)實測與仿真差別較大，主要是由於仿真使用的是理想條件，與實際電路測試有一定的差別;電源的交流特性對比中，實際測試紋波要大於仿真數據。另外，通過圖5可得到，電源的開關工作周期約為3.3μs，即開關工作頻率為302 kHz，與設計指標相同。

4 結束語

本文使用ST公司的電流模晶片UC3845設計一款12 V鋰電池輸入、雙路+35 V/-35 V高電壓隔離輸出的開關電源，經過仿真和實物焊接測試表明，該電源可實現正負35 V輸出，雖然實際電源電壓紋波大於設計指標，但由於是高壓輸出故不影響系統的使用性能。電源模塊面積為65 mm×40 mm，可用於醫療設備等需要高隔離度、需要電池供電和高電壓的儀器設計中。