實例解密「ZVS反激開關電源」!
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1. 反激應用中MOSFET的損耗分析
MOSFET的損耗主要包括如下幾個部分：
1導通損耗
導通損耗是比較容易理解的，即流過MOSFET的RMS電流在MOSFET的Rdson上的I^2R損耗。降低這個損耗也是大家最容易想到的，例如選用更低Rdson的管子，設計變換器進入更深的連續模式來降低RMS電流等。然而需要注意的是，Rdson和Q互相矛盾，最終，只能在兩者之間找到一個平衡點。
2關斷損耗
關斷損耗即MOSFET在關斷狀態下，流過MOSFET的漏電流和MOSFET承受的電壓之積。通常這項損耗是大家忽略的，實際上也是完全可以忽略的。例如一個耐壓600V左右的MOSFET，即便在150°C下，漏電流也僅僅是uA級的，帶來的損耗也僅僅是mW級的。
3開關損耗
開關損耗包括開通損耗和關斷損耗。開通損耗指的是MOSFET開通期間Ids上升和Vds下降交叉面積帶來的損耗；關斷損耗指的是MOSFET關斷期間Ids下降和Vds上升交叉面積帶來的損耗。
由於反激原邊MOSFET關斷髮生在最大電流處，因此關斷損耗通常比較可觀。為了降低關斷損耗，通常從加快關斷速度上想辦法。
4容性損耗
這裡把容性損耗獨立於開關損耗來討論。容性損耗指的是MOSFET開通瞬間，DS間寄生電容通過MOSFET DS直接放電產生的損耗。我們經常可以看到原邊電流波形並非一個理想的三角形或梯形，而是在開通瞬間存在一個電流尖峰，導致峰值電流控制模式的IC不得不做前沿消隱。
5驅動損耗
驅動損耗即Ciss的充放電損耗，計算方法如下：
Pdrv=Qg*Udrv*f
2. ZVS的實現方案
ZVS即在MOSFET驅動到來前，Vds電壓已經為零了。由於節點電容上電壓的存在，要實現ZVS，需要一個和勵磁電流反向的電流流過變壓器原邊電感。傳統的QR，由於退磁後變壓器初級電感的初始電壓即副邊反射電壓，振蕩是阻尼的，因此開關節點可能達到的最低電壓只能是Vin-Vor，能不能ZVS取決於輸入電壓和反射電壓。對於寬範圍輸入，不太可能全輸入範圍實現ZVS；如果再加上寬範圍輸出（比如PD協議5-20V輸出的適配器），ZVS的實現就愈發困難。
為了實現這個反向的電流，對電感而言，只需對它反向勵磁，有源鉗位反激就是這樣一個思路。
相對於傳統反激，有源鉗位反激中RCD吸收不可控導通的D變成了可控導通的MOSFET，鉗位電容容值遠大於吸收電容。漏感能量存儲在鉗位電容中，在鉗位電容上形成一個相對平穩的電壓。在原邊主MOSFET開通前，如果先將鉗位管開通一段時間，原邊電感將反向勵磁，關斷鉗位管後，勵磁電流方向不變，這個電流抽取結電容電荷，最後實現主MOSFET的ZVS。
有源鉗位的好處是不僅實現了ZVS，同時能夠回收漏感能量，但從電路結構上，增加了一顆高邊鉗位管，控制IC需要高壓浮區，成本大幅上升。
本文要討論的ZVS反激，講的是不改變傳統反激電路基本結構，不增加額外的器件，僅從控制上想辦法來實現。
前面提到，為了實現ZVS，需要在原邊管開通前，在原邊電感上形成原邊一個負電流，即原邊電感需要反相勵磁。ACF根本方法就是在原邊電感上直接反相勵磁，代價是必須增加一個可控開通和關斷MOSFET。
對於Flyback，變壓器本質上是一個耦合電感，要在原邊電感形成負電流，這反相勵磁其實是可以從任一繞組上來操作的，因為關斷後，能量可以從任一繞組釋放。基於這個原理，ZVS的實現就變得相當簡單了。試想一下，工作在DCM下，帶有有同步整流的Flyback，如果副邊退磁完成後同步整流繼續保持開通，那麼輸出電壓將會從輸出繞組對變壓器勵磁，只要在原邊開通前一定時間內關斷同步整流，變壓器內存儲的能量就會尋找途徑釋放，而此時，它就會反抽原邊開關節點電容形成負電流，只要勵磁能量足夠，反抽時間（同步整流關斷到原邊開通的死區時間）合適，就能確保零電壓開通。
當然，勵磁可以在變壓器上其他任何一個耦合的繞組上進行。
先上第一個原理圖，是我前兩年搭的一個實驗電路，用一個定頻PWM控制器配合一些數字邏輯電路，實現同步整流與原邊驅動的互補輸出，同時留有死區，這個電路經過驗證，DCM下可以從副邊同步整流倒灌，實現原邊零電壓開通。至於原理，相信大家仔細看看都能理解。
這種方案有一個很大的問題，注入的能量損耗可能遠超過ZVS帶來的收益。
同步整流如果與原邊完全互補，那深度DCM下，反灌到變壓器的能量可能遠大於原邊結電容存儲能量，較大的能量在一來一回中損失了。接下來上另一個圖，這種實現非互補的驅動，只是在原邊開通前打出一個小脈衝，不多不少，正好能夠抽乾結電容能量就好。
三.波形與PCB
saber開環仿真波形圖。
電路實測波形圖
這個驗證版本的PCB圖，由於384x電流控制模式在輕載下易受到幹擾，特別是頻率升高後，發波出現間歇，驗證版本改成了電壓控制模式的UCC25705，PCB沒有更新
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