反激開關MOSFET源極流出的電流精細剖析
2020-11-26 電子工程專輯
反激式轉換器工作原理
圖1為一個最簡單的反激式轉換器拓撲結構，並且包含以下寄生元件:
如初級漏電感、MOSFET的寄生電容和次級二極體的結電容。
圖1包含寄生元件的反激式轉換器拓撲圖
該拓撲源自一個升降壓轉換器，將濾波電感替換為耦合電感，如帶有氣隙的磁芯變壓器，當主開關器件MOSFET導通時，能量以磁通形式存儲在變壓器中，並在MOSFET關斷時傳輸至輸出。由於變壓器需要在MOSFET導通期間存儲能量，磁芯應該開有氣隙,基於這種特殊的功率轉換過程，所以反激式轉換器可以轉換傳輸的功率有限，只是適合中低功率應用，如電池充電器、適配器和DVD播放器。
反激式轉換器在正常工作情況下，當MOSFET關斷時，初級電流(id)在短時間內為 MOSFET的Coss(即Cgd Cds)充電,當Coss兩端的電壓Vds超過輸入電壓及反射的輸出電壓之和(Vin nVo)時，次級二極體導通，初級電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。因此初級總漏感Lk(即Lkp n2×Lks)和Coss之間發生諧振，產生高頻和高壓浪湧，MOSFET上過高的電壓可能導致故障。
反激式轉換器可以工作在連續導通模式(CCM)(如圖2)和不連續導通模式(DCM)(如圖3)下，當工作在CCM模式時，次級二極體保持導通直至MOSFET柵極導通，而MOSFET導通時，次級二極體的反向恢復電流被添加至初級電流，因此在導通瞬間初級電流上出現較大的電流浪湧;當工作在DCM模式時，由於次級電流在一個開關周期結束前乾涸，Lp和MOSFET的Coss之間發生諧振。
圖2 連續導通模式
圖3 不連續導通模式
圖4顯示了開關電源工作在DCM模式，實測的MOSFET電壓和電流工作波形，除了可以看到MOSFET在開通和關斷的過程中，均產生比較大的電壓和電流變化，而且可以看到MOSFET在開通和關斷的瞬間，產生一些震蕩和電流尖峰。
如圖1所示的包含寄生元件的反激式轉換器拓撲圖，其中Cgs、Cgd和 Cds分別為開關管MOSFET的柵源極、柵漏極和漏源極的雜散電容，Lp、Lkp、Lks和Cp分別為變壓器的初級電感、初級電感的漏感、次級電感的漏感和原邊線圈的雜散電容，Cj為輸出二極體的結電容。圖5為反激變換器工作在DCM工作模式時，開關管分別工作在(a)開通瞬間、 (b)開通階段、 (c)關斷瞬間和(d)關斷階段時，所對應的等效分析電路，Rds為開關管的漏源極等效電阻。
圖5 反激變換器在DCM模式開關管工作在各階段對應的等效分析電路
在開關管開通瞬間，由於電容兩端電壓不能突變，雜散電容Cp兩端電壓開始是上負下正，產生放電電流，隨著開關管逐漸開通，電源電壓Vin對雜散電容Cp充電，其兩端電壓為上正下負，形成流經開關管和Vin的電流尖峰;同時Cds電容對開關管放電，也形成電流尖峰，但是此尖峰電流不流經Vin,只在開關管內部形成迴路;另外，如果變換器工作在CCM模式時，由於初級電感Lp兩端電壓縮小，二極體D開始承受反偏電壓關斷，引起反向恢復電流，該電流經變壓器耦合到原邊側，也會形成流經開關管和Vin的電流尖峰。
在開關管開通階段，二極體D截止，電容Cp兩端電壓為Vin，通過初級電感Lp的電流指數上升，近似線性上升。
在開關管關斷瞬間，初級電流id為Coss充電,當Coss兩端的電壓超過Vin與nVo(二極體D開通時變壓器副邊線圈電壓反射回原邊線圈的電壓)之和時，二極體D在初級電感Lp續流產生的電壓作用下正偏開通，Lk和Coss發生諧振，產生高頻震蕩電壓和電流。
在開關管關斷階段，二極體D正偏開通，把之前存儲在Lp中的能量釋放到負載端，此時副邊線圈電壓被箝位等於輸出電壓Vo，經匝比為n的變壓器耦合回原邊，使電容Cp電壓被充電至nVo(極性下正上負)，初級電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。當Lp續流放電結束後，D反偏截止，Lp和Coss、Cp發生諧振，導致Cp上的電壓降低。
反激開關MOSFET 源極流出的電流(Is)波形的轉折點的分析。
很多工程師在電源開發調試過程中，測的的波形的一些關鍵點不是很清楚，下面針對反激電源實測波形來分析一下。
問題一，一反激電源實測Ids電流時前端有一個尖峰(如下圖紅色圓圈裡的尖峰圖)，這個尖峰到底是什麼原因引起的?怎麼來消除或者改善?
大家都知道這個尖峰是開關MOS開通的時候出現的，根據反激迴路，Ids電流環為Vbus經變壓器原邊、然後經過MOS再到Vbus形成迴路。本來原邊線圈電感特性，其電流不能突變，本應呈線性上升，但由於原邊線圈匝間存在的分布電容(如下圖中的C)，在開啟瞬間，使Vbus經分存電容C到MOS有一高頻通路，所以形成一時間很短尖峰。
經分析，知道此尖峰電流是變壓器的原邊分布參數造成，所以要從原邊繞線層與層指尖間著手，可以加大間隙來減少耦合，也可以儘量設計成單層繞組。
例如變壓器儘量選用Ae值大的，使設計時繞組圈數變少減少了層數，從而使層間電容變小。也可減少線與線之間的接觸面，達到減少分布電容的目的。如三明治繞法把原邊分開對此尖峰有改善，還能減少漏感。當然，無論怎樣不能完全避免分布電容的存在，所以這個尖峰是不能完全消除的。並且這個尖峰高產生的振蕩，對EMI不利，實際工作影響倒不大。但如果太高可能會引起晶片過流檢測誤觸發。
所以電源IC內部都會加一個200nS-500nS的LEB Time，防止誤觸發，就是我們常說的消隱。
問題二，開關MOS關端時，IS電流波形上有個凹陷(如下圖紅色圈內的電流波形的凹陷)這是怎麼回事?怎麼改善?
說這個原因之前先對比下mos漏極電流Id與mos源極電流Is的波形。
實測Id波形如下
實測Is波形如下
從上面的這兩個圖中看出，ID比IS大一點是怎麼回事?其實Is 是不等於Id的，Is = Id Igs(Igs在這裡是負電流，Cgs的放電電流如下圖)，那兩點波形，就容易解釋了。
Id比Is大，是由於IS疊加了一個反向電流，所以出現Is下降拐點。顯然要改善這個電流凹陷可以換開關MOS管型號來調節。
看了上面Id的電流波形後問題又來了，mos關斷時ID的電流為何會出現負電流?如下圖
MOS關斷時，漏感能量流出給Coss充到高點，即Vds反射尖峰的頂點上。到最高點後Lk相位翻轉，Coss反向放電，這時電流流出，也就是Id負電流部份的產生。
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