將1V~5V信號轉換為4mA~20mA輸出

　　儘管長久以來人們一直預測，4mA至20mA電流環路將消失，但是這種模擬接口仍然是連接電流環路電源與檢測電路的最常見方法。這種接口需要將電壓信號(典型值為1V至5V)轉換為4mA至20mA的輸出。嚴格的準確度要求決定，必須使用昂貴的精密電阻器或微調電位器，來校準較不精密器件的初始誤差，滿足設計目標要求。在今天以自動測試設備為主導和表面貼裝型生產環境中，這兩種技術都不是最佳方法。獲得採用表面貼裝封裝的精密電阻器很難，微調電位器又需要人工幹預，而這種要求與生產環境是不相容的。

　　凌力爾特的LT5400四匹配電阻器網絡幫助解決了這些問題，該網絡採用一種簡便的電路，不需要微調，但實現了小於0.2%的整體誤差(圖1)。該電路採用兩級放大器，利用了LT5400獨特的匹配特性。第一級放大器將典型值為1V至5V的輸出(通常來自DAC)加到運算放大器IC1A的非反相輸入。這個電壓通過FET Q2將通過R1的電流準確地設定為VIN/R1。相同的電流通過R2拉低，因此R2底端的電壓為24V環路電源電壓減去輸入電壓。

　　這部分電路有3個主要誤差源：R1和R2的匹配，IC1A的失調電壓，以及Q2的洩漏電流。R1和R2的準確值並不重要，但是它們必須相互準確匹配。LT5400A級版本以±0.01%的誤差實現了這一目標。LT1490A在0℃至70℃之間的失調電壓不到700μV。這個電壓在輸入電壓為1V時產生的誤差為0.07%。NDS7002A的洩漏電流為10nA，儘管其數值通常小得多。這個洩漏電流代表0.001%的誤差。

　　第二級靠拉動通過Q1的電流，保持R3上的電壓等於R2上的電壓。因為R2上的電壓等於輸入電壓，所以通過Q1的電流準確地等於輸入電壓除以R3。通過給R3並聯一個精確的250Ω分流電阻，該電流將準確跟蹤輸入電壓。

　　第二級的誤差源是R3的值、IC1R的失調電壓和Q1的洩漏電流。電阻器R3直接設定輸出電流，因此其值對於該電路的精確度至關重要。這個電路利用常用的250Ω並聯電阻完成電流環路。圖1中的Riedon SF-2器件的初始準確度為0.1%，溫度漂移很低。與第一級的情形類似，失調電壓產生不超過0.07%的誤差。Q1的洩漏電流低於100nA，所產生的最大誤差為0.0025%。

　　沒有任何微調時，總輸出誤差好於0.2%。電流檢測電阻器R3是主要的誤差源。如果使用一個更高質量的器件(例如Vishay PLT系列器件)，那麼可以實現0.1%的準確度。電流環路輸出在使用中受到相當大的應力。從輸出到24V環路電源和地之間的二極體D1和D2幫助保護Q1；R6提供一定的隔離。通過提高R6的值，並在輸出端以犧牲一些符合條件的電壓作為代價，可以實現更高的隔離度。如果最高輸出電壓要求低於10V，那麼可以將R6的值提高到100Ω，針對輸出應力提供更高的隔離度。如果設計方案需要增強保護，那麼可以給輸出加上一個瞬態電壓抑制器，當然這麼做會由於洩漏電流而導致輸出準確度有一定的損失。

　　這一設計方案僅使用了LT5400封裝中4個匹配電阻器中的兩個。還可以將另外兩個電阻器用於其他電路功能(例如精確的反相器)，或者另一個4mA至20mA轉換器。另外，還可以引入其他電阻器與R1和R2並聯。這種方法可降低電阻器產生的統計誤差，降幅為2的平方根。

　　圖1：精確匹配的電阻器提供準確的電壓至電流轉換