使用PKS606Y、通用電壓輸入、平均功率32W、峰值功率8

2021-01-09 電子發燒友
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使用PKS606Y、通用電壓輸入、平均功率32W、峰值功率8

佚名 發表於 2009-06-28 17:37:19

使用PKS606Y、通用電壓輸入、平均功率32W、峰值功率81W的電源電路

圖15顯示了一個採用了PKS606Y、通用輸入電壓範圍、30V及平均輸出1.06A、峰值輸出達2.7A的反激式低成本高效率電源電路。

此電源具有欠壓鎖定、快速復位的智能AC檢測特點。在故障情況下，過載鎖定、開環重啟動及遲滯熱關斷不僅可保護電源，也保護了負載。同時，具有很高的效率(> 80%)及很低的空載功耗（在230 VAC交流輸入時< 200 mW），滿足帶載及待機狀態下的效率要求。使用一個簡單的齊納二極體參考及光電耦合器反饋可對輸出電壓進行調節。C1、C2、C3、C10、C17、C19、R15、L1和L2提供共模和差模EMI濾波。當交流輸入斷開時，電阻R1和R2將電容 C3放電，防止接觸交流輸入線時可能發生的電擊現象。熱敏電阻RT1在首次交流上電時可以限制峰值浪湧電流。

經整流及濾波的輸入電壓被加到T1的初級繞組上。集成在U1中的MOSFET驅動變壓器初級的另一側。二極體D6、C5、R3、R4及VR1組成的電路，將漏極電壓箝位在安全範圍以內。使用一個快速(500 ns)而不是超快恢復的二極體D6，可把部分被箝位的能量傳到次級，從而提高了電源的效率。由於工作頻率很高，不要使用慢速的或標準恢復時間的二極體（慢速二極體由於恢復時間不夠快，在開機及輸出故障時會產生過多的功率消耗而造成損壞）。與常用的RCD箝位電路相比，齊納二極體與R3串聯，不但優化了EMI，而且提高了效率。

PeakSwitch U1利用D5、C7和R5-6實現AC電壓檢測和欠壓檢測。電容C7兩端的電壓來自於一個獨立的整流電路，由於它不使用主輸入濾波電容上的電壓，因而它不受負載條件的變化而產生的影響。這使得PeakSwitch能夠判斷輸出電壓失調的原因。另外，當關掉AC輸入並觸發電源鎖存關斷後，此電路能快速復位。將電阻R5和R6連接到C4同樣可以實現欠壓保護，但是當故障出現時，用戶必須等到C4放電後電源才會被重新復位。電阻R16給U1的EN/UV引腳提供少量的偏置電流，目的是在AC電壓低於正常值時欠壓保護功能仍能夠工作。在使用R5和R6電阻時，只有流入EN/UV引腳的電流超過25 μA，開關操作才會進行。否則，開關將被禁止。這樣可以在正常的輸入電壓範圍內對電源的啟動電壓進行設定，從而可防止在非正常的輸入電壓、輸入電壓過低及AC斷電時在輸出端出現電壓跳動。

輸出電壓由穩壓管VR2電壓、R12的壓降、D9的導通壓降及光耦U2的LED導通壓降來決定。電阻R13給D9和VR2提供偏置電流，以確保VR2工作在接近其平緩穩壓區域。R12調整整個反饋環路的增益。電容C15提高了高頻的環路增益，改善被控制的導通周期的分配，減少不均勻脈衝群分布現象的發生。

當輸出電壓超過反饋閾值電壓時，電流將流經光電耦合器的LED。從而使光電耦合器電晶體中有電流流過。當此電流超出開關控制引腳閾值電流時，下一個開關周期將被禁止。反之，當輸出電壓降低（低於反饋閾值）時，會開放一個開關周期。通過調節開放周期的數量，可實現對輸出電壓的調節。隨負載的減輕，開放的周期也隨之減少，從而降低有效的開關頻率並根據負載變化，相應的調節開關損耗。因此能夠在負載極輕時提供恆定的效率，易於滿足能效標準的要求。

變壓器輔助繞組的電壓經D7和C6整流濾波，給PeakSwitchU1進行供電。電阻R7給旁路引腳電容C8提供大約2mA的供電電流。在啟動及故障情況下偏置電壓很低，此時旁路引腳的供電由U1內部的高壓電流源來提供，從而節省了專門用於啟動的外圍元件。

Q1-2、R9-11、R14、C13、C16、和VR3構成了過壓及過流保護電路。任何輸出過壓或過流情況出現時都會觸發可控矽Q2，從而將輸出電壓進行箝位，並在30 ms後將PeakSwitch U1進行鎖存關斷。由R10和C13組成的低通濾波器為過流保護檢測電路提供一個延時。電源關斷保護後，可以簡單的通過切斷交流電約3秒鐘（最長）來實現重新復位。使用PeakSwitch的鎖存保護功能大大降
低了可控矽Q2及輸出二極體D8的容量。因為在電源關斷保護之前，只在50ms的時間內有短路電流流經以上兩個元件。

該設計在電源輸出端接地的情況下也能滿足EN55022 ClassB 傳導EMI要求，且有>10dB的裕量。

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