寬頻帶低噪聲放大器的設計方案

　　引言

本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/201710/367133.htm

　　寬頻帶低噪聲放大器（Broadband Low Noise Amplitier，BBLNA）是通信、測控等接收系統的關鍵部件，它的噪聲係數、增益及頻響特性等指標直接影響著接收系統的主要性能。因此在寬頻帶接收系統領域，寬頻帶低噪聲放大器的設計將具有非常廣闊的市場前景。各種低噪聲器件的功率增益都是隨著頻率的升高而降低，以每倍頻程大約3~5 dB規律下降。為獲得較寬又較平坦的頻響特性，就必須對增益滾降進行補償。可是有意降低低頻段的增益必然使輸入、輸出駐波比變壞，同時噪聲係數也將變大。但是對於寬頻帶低噪聲放大器來說，一般不可能使用隔離器來改善駐波比。另外，低噪聲器件的輸入、輸出阻抗也隨頻率有較大變化，更增加了匹配電路的複雜性。儘管寬頻帶低噪聲放大器的電路結構有多種形式，但採用Lange耦合器設計的平衡式放大器有噪聲方面的優點，其噪聲係數與單端低噪聲放大器差不多，而在設計匹配電路時，可以完全按照最佳噪聲匹配設計，不必兼顧輸入、輸出駐波比。因此選擇平衡式電路結構來進行寬頻帶低噪聲放大器的設計。

　　1 設計原理

　　平衡式寬頻帶低噪聲放大器由兩隻低噪聲器件和兩個Lange耦合器組成，其中兩支低噪聲器件及其匹配電路網絡完全一致，減小了匹配電路計算的複雜性，輸入、輸出駐波比好，噪聲小，工作頻帶可達1~2倍頻程。

　　2 Lange耦合器

　　Lange耦合器又稱90°三分貝電橋，其結構示意圖如圖1所示，在寬頻帶和緊耦合特性上比其他耦合器有非常突出的優勢。設計思路是利用幾條耦合線彼此平行，使得線的兩邊都產生耦合從而實現緊耦合，並通過補償相速達到改善帶寬。常用的微波電路仿真軟體幾乎都建有典型模型，以便於輔助設計。

　　

　　3 設計原理

　　平衡式寬頻帶低噪聲放大器原理圖見圖2，若輸入射頻信號fin的功率和相位分別為P和0°，經Lange耦合器等分為P1，P2兩部分。P1相位為 -90°，P2相位為-180°，分別由兩隻經過配對的低噪聲器件放大。由於匹配電路一致，增益G相同，傳輸相移皆改變180°，放大後的兩路信號分別為 GP1，GP2，GP1相位為-270°，GP2相位為0°。兩路信號再經耦合器合成後，在B4埠GP1，GP2大小相等，相位相差180°，沒有功率輸出；在B1埠GP1，GP2相位相同，兩部分功率疊加輸出fout，其大小為GP1+GP2=G（P1+P2）=GP.即在理想狀態下，平衡式寬頻帶低噪聲放大器的增益等於單只低噪聲器件的增益。

　　

　　採用平衡式電路結構具有以下優點：

　　（1）由於每隻低噪聲器件只承擔一半功率放大，則放大器輸出功率1 dB壓縮點將增大3 dB，相應動態範圍也增大3 dB，三階交調約改善6 dB.

　　（2）埠駐波比得到很大改善，現假設V1，V2的反射係數相等，射頻信號fin由耦合器A1埠輸入，等分成兩部分由A2，A3埠輸出，A2埠的反射功率再回到A1埠，總路徑相移為-180°；A3埠的反射功率再回到A1埠，總路徑相移為-360°，顯然兩部分反射功率大小相等，相位相反而抵消，因此在A1埠沒有反射功率。另外，V1，V2的反射功率在A4埠相疊加，需要加50 Ω匹配負載RL進行吸收。通過耦合器的移相作用，理想情況下埠駐波比恆為1.

　　（3）提高了放大器工作的穩定性，放大器穩定性的判定條件如下：

　　

　　式中：△=S11S22-S12S21，K為穩定因子。當同時滿足上面三個條件時，放大器絕對穩定。可以證明平衡式放大器的穩定性判別係數K恆大於1. 在圖2中，A1埠和B1埠理論上是無反射的，不存在由於信號源或者負載的反射可能造成的自激振蕩。儘管單只低噪聲器件本身在低頻段存在潛在不穩定性，然而只要匹配電路設計良好，A1埠和B1埠之間就是絕對穩定的。這個特性在寬頻帶接收系統中很重要，特別在天線與放大器匹配時，效果將更加明顯。

　　（4）平衡放大器最低噪聲係數和單端放大器基本相同，但在設計匹配電路時，可以完全按照最佳噪聲匹配設計，以獲得理想最小噪聲匹配，不必兼顧駐波比。

　　在窄頻帶低噪聲放大器中，直流偏壓供電引入線的常用結構是λg/4高阻抗微帶線，其終端採用扇形線或電容對高頻短路，這種結構可用的工作頻帶最高不過 40%~50%帶寬。因此在寬頻帶低噪聲放大器電路中，不可能再用這種形式的偏壓引入線，可採用微帶線中心跳線型式的偏壓引入線，即把跳線焊接在微帶中心軸線上，在理想狀態下微帶線中心正上方空間處沒有電場分布。跳線外端焊點對微帶邊沿的距離至少要大於基片厚度，以保證焊接點在電場之外。由於跳線直徑對電感量影響較弱，長度對電感量影響較大，需準確控制。跳線可適當離開基片表面，以減小地板對電感量的影響。另外還需考慮電源的低頻濾波和級間低頻去耦電容，去耦和旁路電路要足夠大，以免出現低頻振蕩。微帶電路中的隔直電容儘量採用高Q值、高穩定溫度係數、無諧振及低損耗的寬頻帶表貼電容，如美國DLI公司 C06系列產品。屏蔽盒體橫向寬度應小於最高工作頻率的半波長，以避免盒體內部空間產生波導傳輸效應。微帶基片應保持良好接地，固定螺釘的數量要相對多一點，最好螺釘孔的孔壁金屬化接地。調試時在盒體的上蓋板內表面貼敷相應頻段吸波材料，以減小空間耦合所引起的帶內增益起伏。

　　寬頻帶低噪聲放大器還需要進行電磁兼容設計，首先對進入屏蔽盒的電源線使用帶饋通濾波器的穿芯電容進行濾波，減小通過電源線所帶來的串擾問題；其次需要解決好放大器的埠匹配，確保集成到接收系統時能兼容工作；最後還需對盒體採取電磁屏蔽措施，減小因電磁輻射所帶來的幹擾問題。在研發階段加強電磁兼容工作，有利於產品通過相應標準電磁兼容測試。

　　4 設計實例仿真

　　根據某任務研製要求，需要設計一個工作於L/S頻段的低噪聲放大器，主要技術指標包括：工作頻率為1.2~2.5 GHz;P-1dB≥10 dBmW;增益G≥32 dB;噪聲係數Nf≤1.1 dB;輸入、輸出駐波比不大於1.5.依據以往工程經驗，選用兩隻NEC公司生產的NE42484A低噪聲器件進行平衡式電路設計，此電路增益明顯滿足不了指標要求，需要增加一級高增益且噪聲較低的帶內匹配電路的放大器，如Stanford公司生產的SAN-386內匹配電晶體。根據多級放大器噪聲計算公式：

　　

　　式中：F為兩級放大器總的噪聲係數，F1，F2分別為第一、二級的噪聲係數，G1，G2分別為第一、二級的增益。通過該公式可以明顯看出，級聯後的噪聲係數主要取決於第一級放大器的噪聲係數，且第一級增益越大，後級對總噪聲係數的貢獻就越小。

　　兩隻NE42484A場效應管的S參數儘量選擇一致，微帶基片選用介電常數為9.2、厚度為1 mm的複合介質基板，利用ADS軟體建立仿真電路拓撲結構，匹配電路的形式選擇微帶阻抗變換型匹配法，該匹配法在形式上相當於若干條微帶線相互串聯而成。根據NE42484A場效應管和SAN-386電晶體的S參數進行仿真優化設計，常用的優化方式分為隨機優化和梯度優化，隨機法通常用於大範圍搜索，梯度法則用於局域收斂。優化時可設定少量的可變參數，對放大器的各個指標分步驟進行優化，先用100~200步的隨機法進行優化，後用20~30步的梯度法進行優化，一般可達最優結果。

　　仿真結果見圖3.在1.2~2.5 GHz的工作頻帶內，輸出功率1 dB壓縮點在器件的選擇時已經保證；帶內增益在35~37 dB之間；噪聲係數不大於0.8 dB;輸入、輸出駐波比均小於1.5.仿真分析結果表明，採取這種設計方案可以滿足研製要求。通過仿真優化後的電路拓撲結構繪製微帶電路板，注意要在匹配微帶線加入隔離小島，以方便調試時更改微帶線的尺寸，獲得更好的性能；在電路的四周大面積附銅，並留下較密集的金屬化接地過孔，增強電路的接地性能，如圖 4所示。圖中標有V1，V2處是待焊接的兩隻NE42484A場效應管，V3處是待焊接的SAN-386電晶體。

　　

　　在放大器的生產調試過程中發現有兩個重要環節需要注意，一個是的加工工藝保證；另一個是供電偏置電感的調試。Lange耦合器的耦合線間需要粘結跳線，如圖1所示，試驗證明微帶電路板鍍金後採用金絲壓焊工藝可以保證可靠性和精度，且耦合線問採用單根跳線或多根跳線性能指標基本不變，因此建議在實際使用時採用兩根以上並行跳線以提高可靠性。如果工藝條件上無金絲焊接技術，還可以採用同樣拓撲結構，選擇專業廠家生產的Lange耦合器，例如Anaren公司的小型化表貼器件。供電偏置電感需要手工成形，調試時通過微調線圈間距來改變電感大小，實現電路的最佳匹配，調試完成後採取矽橡膠加固，從而提高可靠性。

　　

　　在完成放大器的調試後對所要求的各項指標進行了實際測試，在1.2~2.5 GHz的工作頻帶內，增益在33~35 dB之間，比仿真結果小2 dB左右；噪聲係數不大於1dB，比仿真結果偏大0.2dB左右；輸入、輸出駐波比跟仿真結果基本一致。因此該寬頻帶低噪聲放大器各項指標均滿足研製任務要求。

　　5 結語

　　採用Lange耦合器的寬頻帶特性設計平衡式寬頻帶低噪聲放大器，可以獲得理想的噪聲匹配，不必兼顧駐波比，且放大器的可靠性和穩定性也比較好，並通過設計實例的仿真和測試結果對相應指標進行了驗證。