射頻低噪聲放大器電路設計詳解

射頻LNA設計要求：低噪聲放大器（LNA）作為射頻信號傳輸鏈路的第一級，它的噪聲係數特性決定了整個射頻電路前端的噪聲性能，因此作為高性能射頻接收電路的第一級LNA的設計必須滿足：（1）較高的線性度以抑制幹擾和防止靈敏度下降;（2）足夠高的增益，使其可以抑制後續級模塊的噪聲;（3）與輸入輸出阻抗的匹配，通常為50Ω;（4）儘可能低的功耗，這是無線通信設備的發展趨勢所要求的。

　　Inductive-degenerate cascode結構是射頻LNA設計中使用比較多的結構之一，因為這種結構能夠增加LNA的增益，降低噪聲係數，同時增加輸入級和輸出級之間的隔離度，提高穩定性。Inductive-degenerate cascode結構在輸入級MOS管的柵極和源極分別引入兩個電感Lg和Ls，通過選擇適當的電感值，使得輸入迴路在電路的工作頻率附近產生諧振，從而抵消掉輸入阻抗的虛部。由分析可知應用Inductive-degenerate cascode結構輸入阻抗得到一個50Ω的實部，但是這個實部並不是真正的電阻，因而不會產生噪聲，所以很適合作為射頻LNA的輸入極。

　　高穩定度的LNA

　　cascode結構在射頻LNA設計中得到廣泛應用，但是當工作頻率較高時由於不能忽略MOS管的寄生電容Cgd，因而使得整個電路的穩定特性變差。對於單個電晶體可通過在其輸入端串聯一個小的電阻或在輸出端並聯一個大的電阻來提高穩定度，但是由於新增加的電阻將使噪聲值變壞，因此這一技術不能用於低噪聲放大器。

　　

　　文獻對cascode結構提出了改進，在圖1的基礎上通過在M2管的柵極接上一個小值的電感Lg2就可以實現在增益不變的情況下，提高電路的穩定性，同時在M2管的漏極上接一個小值的電阻以調節電壓增益如圖2（a）所示。（b）所示的是小信號等效電路，其中Z1代表省略部分的等效阻抗，可以看到由於M2管的寄生電容Cgd2的值比較小，所以對於輸出端阻抗而言，Lg2幾乎可以忽略。因為放大器的增益等於輸出阻抗和輸入阻抗值之比，所以增加 Lg2後並沒有影響LNA的增益。

　　其中ZLoad=jwLout//（jwCout）-1//Rout，Zs是源端電感LS的阻抗。

　　

　　放大器的穩定係數為［3］

　　

　　其中Δ= S11S22-S12S21 （6）

　　穩定係數K能快速給出穩定性判別依據，當K》1，|Δ|《1時，LNA將會無條件穩定。那麼由公式（5）和（6）可知，若反向增益S12減小，那麼K值將會增大，LNA將會增加穩定性。從圖2（b）可以看到，由電感Lg2和MOS管的電容Cgd2組成一個低電阻通路使得從輸出端反饋回來的信號流向接地端，從而降低了反向增益S12，提高了LNA的穩定度。

　　偏置電流復用結構

　　現代無線通信設備要求具有更小尺寸，更輕重量，更長的待機時間。這就要求降低射頻前端的電源電壓，因此低電壓、低功耗技術成為迫切需要。由公式（3）可知當輸入端處於諧振時Ls=RsCgs/gml，其中Cgs是圖1中M1管柵極和源極之間的電容，gml是M1管的跨導。圖所示的cascode結構可以獲得較小的噪聲係數，但是往往需要比較大的漏極電流Id，增大了直流功耗。文獻 ［4］中提出了偏置電流復用技術，其基本思想是：為了節省直流功耗，可以將PMOS管和NMOS管串聯在直流偏置通路裡，對其結構的說明如圖3所示。

　　

　　圖3（a）所示的單個NMOS器件的寬長比和漏極電流Id都是（b）所示的單個NMOS的兩倍，但由於兩個NMOS並聯，因此（a）和 （b）具有相同的跨導值gm。（c）中的M2是PMOS管，且和（b）中的NMOS管具有相同的寬長比，由於PMOS器件的電子遷移率比NMOS稍低 ［2］，所以gmc=（gml+gm2）m，即其跨導值略低，而它的輸入電容和Cgs近似。由（7）式可知（c）電路結構的噪聲係數將略增一點，但是由於電流減小了一半，因此在電源電壓一定的情況下能夠有效降低電路的功耗，有利於低功耗LNA設計。