摘要：採用TSMC 0．18 μm 1P6M工藝設計了一個12位50 MS／s流水線A／D轉換器(ADC)。為了減小失真和降低功耗，該ADC利用餘量增益放大電路(MDAC)內建的採樣保持功能，去掉了傳統的前端採樣保持電路，採用時間常數匹配技術，保證輸入高頻信號時，ADC依然能有較好的線性度；利用數字校正電路降低了ADC對比較器失調的敏感性。使用Cadence Spectre時電路進行仿真。結果表明，輸入耐奎斯特頻率的信號時，電路SNDR達到72．19 dB，SFDR達到88．23 dB。當輸入頻率為50 MHz的信號時，SFDR依然有80．51 dB。使用1．8 V電源電壓供電，在50 MHz採樣率下，ADC功耗為128 mW。
關鍵詞：A／D轉換器；流水線結構；時間常數匹配；數字校正
0 引言
A／D轉換器(ADC)作為數字世界與真實世界的接口已經成為了現代電子系統不可或缺的一部分。在各種類型的ADC中，流水線結構是當今滿足高速高精度要求的重要實現手段。在一些需要10位以上轉換精度，數十兆轉換速率的場合，如無線通信、雷達、數字視頻廣播處理等領域，流水線ADC得到了極廣泛的應用。傳統的流水線ADC前端總是配置有採樣保持電路(SHA)。SHA除了自身消耗一定的面積和功耗外，還引入了很大的噪聲，是流水線ADC的主要噪聲源之一。由於高的噪聲需要用大電容來克服，因此，取消SHA會允許系統使用更小的電容，這對減小系統功耗有決定意義。另外，採樣保持電路還會因為讓輸入信號混入諧波成分而給ADC帶來失真。在ADC前端使用SHA的唯一原因是由此可以避免當輸入信號頻率較高時，ADC的性能受到孔徑誤差的限制。
本文設計了一個沒有SHA電路的12位50 MS／s的流水線ADC。通過使用時間常數匹配技術來抑制高頻輸入時產生的孔徑誤差。利用數字校正電路降低、ADC對比較器失調的敏感性。結果表明，輸入耐奎斯特頻率的信號時，電路SNDR達到72．19 dB，SFDR達到88．23 dB。當輸入頻率為50 MHz的信號時，SFDR依然有80．51 dB。
1 系統結構設計
流水線ADC由多級級聯而成，對於級數和每級的精度都有不同選擇。使用每級1．5位的結構可以多產生1位冗餘位來進行數字冗餘修正，大大減小比較器失調造成的影響；其次，這種結構的反饋係數是0．5，運放可以獲得較大的閉環帶寬。
圖1是ADC結構示意圖。整個流水線由10級，每級1．5位的子級電路和1個2位的快閃型ADC(FLASH ADC)組成。輸入信號直接輸入到第一級，經過逐級轉換，把得到的22位數字輸出送入數字誤差校正單元進行校正。最後輸出12位的數字碼。
由於沒有SHA模塊，故利用第一級電路中經修改過的餘量增益電路(MDAC)替代SHA完成對輸入信號的採樣保持。具體的實現方式如圖2所示。
圖2中MDAC由運算放大器，採樣電容Cs1，Cs2，編碼控制電路及一系列開關構成。Cc1，Cc2和2個比較器構成子A／D轉換器(Sub ADC)。第1級電路的時鐘被分為了三相。輸入信號在CKSP結束時被採樣到Cs1，Cs2，Cc1，Cc2上。為了保持高線性度，輸入開關採用了柵壓自舉(Boot-strapped)開關。在CKL相時，Cc1，Cc2與輸入參考電壓相連。Cc1，Cc2與比較器相連接的極板一側會感生出輸入參考電壓與輸入信號的差值。把這個差值送入比較器即可得到輸入信號與參考電平的大小關係。當CKL結束時，鎖存器鎖存比較結果。而編碼電路則根據比較結果生成控制碼供MDAC求值時使用。在CK1相位時，Cs1與輸出相連，Cs2根據控制碼與不同的參考電平相連，MDAC開始求值。
第2～10級電路使用傳統的每級1．5位的結構。同時，由於每級電路對精度的要求逐漸放低，因此可以在每級使用不同規格的運放以降低功耗與面積。本文使用了3種功耗依次遞減的運放。可以設計更多的運放，以進一步降低功耗。