一種基於MMC的分布式單級光伏併網系統研究

陽鵬飛，王  衛，陳  瀚 (湖南工業大學 電氣與信息工程學院，湖南 株洲 412008)
摘  要：結合MMC和光伏電源的工作特性，利用模塊化多電平換流器具有易級聯擴展的優點，本文設計了 一種基於MMC的分布式單級光伏併網系統, 該拓撲結構能解決局部陰影條件下，光伏電源功率配置不平衡問 題。即在級聯式MMC中的每一個半橋子模塊中並聯一組光伏陣列，並且這種新型子模塊具備一定的故障切 除能力。這種分布式單級光伏併網系統，在減少DC/DC環節的情況下，本文設計了對應的控制方法，其中 MMC的併網控制採用基於PI的電流解耦併網控制，子模塊的電容電壓控制採用微調穩壓的方法。通過PSCAD/ EMTDC仿真軟體驗證了該系統的有效性，結果顯示該系統可以提高光伏陣列的太陽能利用率，滿足對每一個 光伏陣列的單獨控制、適合高電壓等級的要求，而且對電網的諧波汙染少。 

本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/202003/411467.htm

關鍵詞：模塊化多電平換流器；光伏陣列；子模塊；電流解耦控制

0  引言 

我們目前使用的光伏系統中，一般串聯數十個光伏 電池來提高逆變側輸出電壓。對於這種連接方式，當出 現局部陰影時，會降低整個直流端的電流輸出，影響整 個系統的最大功率點追蹤控制。文獻^[1]在每個光伏組 件旁反並聯一個二極體，當發生局部陰影時，二極體電 路會取代光伏電池運行，以免陰影組件影響整個系統輸 出。這種結構帶來的新問題，該陰影組件被取代後，會 變成負載消耗系統能源，降低了整個光伏系統的輸出 效率。 

現在運行的VSC逆變器中，採用二三電平居多，如 文獻^[2]研究了在不同容量要求下，可以採用不同的三電 平光伏逆變器，但一般應用在低電壓和中小容量場所， 單個逆變器無法承受高壓和大容量的要求。若直接把傳統的二三電平逆變器並聯運行，如何確保開關器件的 同步觸發、如何使各逆變器的輸出電流平衡又稱為一個 難點，文獻^[3-6]研究的是兩級式光伏逆變，中間採用 boost/buck電路穩壓，使得直流輸出端達到最大效率值 運行。文獻^[7]的光伏逆變系統中，交流端需要添加LCL 濾波器，不僅增加經濟成本，整體諧波也偏高。相反， 模塊化多電平換流器（MMC）不僅能滿足大容量和高 壓的需求，而且MMC的輸出電壓波形為多電平的階梯 波，輸出諧波THD含量低，無需添加額外的濾波器，波 形質量較傳統逆變器而言相對更好，因此探索MMC在 光伏併網中的應用是許多學者目前都在從事的研究，文 獻^[8]針對MMC在光伏中的應用進行了研究，但是採用 的是把每一個光伏電池經過DC/DC變換之後，與MMC 的每個子模塊電容並聯的形式，這種整合形式增加了經濟成本，使得整個系統結構變得異常複雜。文獻^[9]提出 的一種基於MMC的新型光伏系統，控制過於複雜。 

基於上述研究情況，所以本文提出一種基於MMC 的分布式單級光伏併網系統，對MMC與光伏陣列結合 的新型子模塊(PM)拓撲結構進行詳細機理分析，把本文 設計的MMC新型子模塊與傳統半橋MMC子模塊對比, 說明其特點。對新型子模塊(PM)的穩壓控制進行介紹， 使得PM的電容電壓工作在光伏電池的最大功率點電壓 附近。該系統的併網控制採用基於PI的電流解耦併網控 制。最後，通過PSCAD/EMTDC仿真軟體驗證該系統的 有效性。

1  基於MMC的光伏拓撲結構及原理 

本文提出的一種基於MMC的光伏併網系統如圖1 所示。本文設計的MMC光伏併網結構主電路跟傳統一 般MMC一樣，總共分為三相，其中每一相包含兩個橋 臂，每個橋臂中不僅包含N個PM子模塊，而且每個上 下橋臂各自都有一個電感L1、L2。這種光伏陣列和子 模塊結合成的PM模塊與一般MMC級聯電路不同，PM 模塊省略了DC/DC變換電路，將光伏組件直接與子模塊 的電容並聯而成。另外傳統MMC的子模塊結構包括半 橋型子模塊、全橋型子模塊和雙箝位型子模塊。其中具 有支流故障穿越能力的是全橋型子模塊和雙箝位型子模 塊，缺點是成本高、結構複雜。目前流行的半橋型子模 塊不具備直流故障清除能力，基本上都是需要額外加裝 交流斷路器來保護線路。為此本文特意設計的MMC光 伏併網結構中，也對PM模塊進行了細微改進。 

改進的PM模塊結構如圖2所示,與一般的PM模塊不 同的是：加入了快速開關和壓接式封裝晶閘管，在AB 埠處並聯了一個高速開關K1和兩個晶閘管D4、D5,當 子模塊發生故障時，使用K1閉合快速旁路故障，用於保 護子模塊，使得橋臂電流連續，晶閘管D3、D4、D5則 用來保護與之對應的續流二極體，防止故障電流衝擊續 流二極體。當電容電壓過大或者MMC閉鎖時，VT3導 通，使大電阻R成為電容和光伏電池的負載。

1.1 子模塊運行原理 

根據電流I_sm 的大小和方向，採用合適地開關狀 態，就可使PM模塊的電容電壓穩定在最大功率點電 壓，從而保證了PV組件的最大功率輸出。表1給出了 PM模塊處於不同開關狀態和電流方向(I_sm 流入PM模塊 時為正)時的PM模塊電容電壓U_c 的變化過程。表中： 開關狀態1對應IGBT開通，0對應IGBT關斷。根據光伏 電池的不同光照下的V-I曲線可知，當光伏電池的輸出電壓過高時，也就是子模塊電容電壓過高時，光伏電池 的輸出電流基本為零，PM工作模式相當於普通的半橋 子模塊工作方式。

2  系統控制策略 

2.1 基於PI的電流解耦併網控制 

MMC的輸出交流信號需要將三相併網電流變換到 d-q坐標系後，再利用PI控制器進行控制。MMC併網 運行時，其輸出有功功率和無功功率各自與併網電流 在d軸和q軸上的分量i_d 、i_q 有關，故只要對併網電流的 i_d 、i_q 分量採取控制措施，就能實現對輸出有功和無功 功率的單獨控制。設u_sa、u_sb、u_sc是三相MMC的內部等 效交流輸出電壓，L_eq和R_eq分別是單相MMC的等效電感 和電阻，e_va、e_vb、e_vc為電網側三相電壓，i_va、i_vb、i_vc為 電網側三相電流。則

經過Park變化又可以得到：

以上公式可以看出MMC變換器的電流電壓在d-q坐 標下是相互耦合關係，為此，我們可以採取解耦控制實 現併網。 

設K₁、K₂為PI比例係數，K_i1、K_i2為PI積分係數。 i_{sd_ref}和i_{sq_ref}分別是MMC併網電流在d-q坐標下i_sd、i_sq的 參考值。通過總結以上公式可以得到：

由此得出，通過控制MMC輸出電流的i_sd、i_sq分量， 就可以對其進行解耦控制，其具體控制框圖如圖3所 示，MMC的輸出電流通過Park變換後得到i_sd、i_sq,然後 通過PI控制使i_sd、i_sq分別跟蹤它們的參考值i_{sd_ref}、i_{sq_ref}， 兩個PI控制器的輸出再通過解耦控制後得到u_sd、u_sq，最 後將u_sd、u_sq進行Park反變換便可得到三相MMC輸出電 壓的參考值。其中,鎖相環PLL提供了實時的相位角和頻 率信息，保證輸入信號與輸出信號在頻率和相位上保持 一致。

2.2 PM模塊電容電壓微調製 

僅靠上層控制的併網電流解耦控制調節並不能保證 每個電容電壓平衡。為此通過對各子模塊的參考電壓進 行微調，間接地調節對應子模塊開關管在每個開關周期 內的佔空比，最終達到橋臂內部電容電壓平衡的控制效 果。以MMC的A相橋臂第j個子模塊的驅動電壓生成過 程為例，控制拓撲如圖4所示。第j個子模塊電容電壓實 際值U_acj與整個橋臂的子模塊電容電壓之和U_{a_cj}的平均 值做差，所得的偏差量與該橋臂環流電流i_{j_ac}的乘積經 過比例和限幅環節，即為參考電壓的微調量U_ajcref。然後 把A相的併網電流參考值U_{a_ref}與微調量相加，得到A相 上下橋臂每個子模塊的獨立驅動信號U_{adiff_j}，最後通過閥級調製策略對IGBT進行調製。

其中，橋臂環流電流i_{j_ac}為A相上下橋臂電流i_ap與i_an 相加平分得來。

3  MMC調製方式 

本文採用的閥級調製方式為載波移相調製策略 （CPS-PWM）。調製原理如圖5所示。

該調製方法的等效開關頻率很高(f=Nfc)，而開關 器件的實際開關頻率卻很低，所以該調製策略具有良好 的諧波特性，非常適用於本文設計的控制系統。以A相 為例來說明，已知上下橋臂參考電壓為u_pa、u_na則各子模 塊的調製電壓可以表示為：

調製流程為：對於每個橋臂中的N個子模塊，採用 相同開關頻率的正弦波，每個子模塊對應的三角載波 依次移開1/N個周期，即每一個子模塊三角波之間相差 2π/N相位角,上、下2個橋臂的調製波相差180°或者為 同一調製波皆可，再讓每一個子模塊的載波與對應的調 制波進行比較，生成N組子模塊對應的PWM調製信號，這樣的話，任意時刻MMC投入運行的子模塊個數為N， 且每相的中上、下橋臂入的模塊個數互補。MMC的三 相橋臂調製波的相位角參考值見下表2。

U_{adiff_j}為本文設計的CPS-PWM，載波採用高頻率的 三角波f_c，幅值為0~1，相位角設置如表2所示，最後由 調製波與三角載波的比較獲得子模塊的觸發信號。
4  仿真驗證 

本文仿真利用PSCAD/EMTDC電力系統仿真軟體搭 建了一個基於MMC的分布式單級光伏併網模型，交流 輸出為MMC的9電平構成，仿真時間為0.6 s，設直流電 壓參考值為6 kV，橋臂電感為20 mH,子模塊電容大小為 5 000 μF，載波頻率為500 Hz，交流側阻抗為10 Ω。其 中每個子模塊中並聯的光伏陣列的參數見表3。

PM模塊的電容電壓經過微調控制，電壓值穩定在 0.67 kV左右，與光伏陣列的最大功率點追蹤控制電壓 數值相差不大，其中一個PM模塊的電容電壓仿真結果 見圖6。

MMC經過基於PI的電流解耦控制以後，三相交流 輸出電壓和電流見圖7和圖8。

對A相的交流輸出電流進行諧波畸變率（THD）分 析，結果如圖9所示，結果顯示最大畸變率為0.268%。

仿真結果表明，本文所提出的MMC拓撲結具有很強的優勢，輸出電流最高諧波畸變率為0.268％，符合 IEEE1547的電能質量要求。

5  結論 

本文提出的分布式單極MMC光伏併網系統適用大 電容、高電壓的場合，而且子模塊直接與光伏電池並 聯，省去DC/DC變換電路環節，MMC的交流輸出電壓 和電流符合電能質量要求，無需濾波電路。通過基於PI 的電流解耦控制和電容電壓微調控制，能夠使得每一個 子模塊的電容電壓能夠穩定在與其並聯的光伏組件最大 功率點電壓附近，從而確保PM模塊輸出效率最優。當 MMC的電平數量增多時，本文設計的光伏系統優勢更 加明顯。

參考文獻： 

[1] 吳小進,魏學業,於蓉蓉,等.複雜光照環境下光伏陣列輸出特性研 究[J].中國電機工程學報,2011,31(增刊):162-167. 

[2] 肖華鋒,謝少軍,楊晨,高可靠型非隔離三電平光伏併網逆變器 [J].電力自動化設備,2013,33(8):114-119. 

[3] 魯曉軍,嚮往,林衛星,等.混合型模塊化多電平換流器解析建模與 功率運行區間分析[J].電力系統自動化,2018,42(7):76-84. 

[4] JORDEHI A R. Maximum power point tracking in photovoltaic (PV)systems:A review of different approaches[J].Renewable & Sustainable Energy Reviews, 2016,65: 11271138. 

[5] SUBUDHI, PRADHAN R. A comparative study on maximum power point tracking techniques for photovoltaic power systems[J]. IEEE Transactions on Sustainable Energy, 2013, 4(1):89-98. 

[6] RAJASEKAR S,UPTARAJESH G. Solar Photovoltaic Power Conversion Using Modular Multilevel Converter[A]. Stude-ntsConf. on Engineering and Systems[C].2012:1-6. 

[7] 李彥哲,保婷婷.三相LCL光伏併網逆變器的新型入網控制策略 [J].控制工程,2018,25(8):1511-1515. 

[8] 姚致清,於飛,趙倩,等.基於模塊化多電平換流器的大型光伏併網 系統仿真研究[J].中國電機工程學報,2013,33(36):27-33. 

[9] 榮飛,劉誠,黃守道.一種新型模塊化多電平光伏併網系統[J].中 國電機工程學報,2015,35(23):5976-5984.