改善功率因素(PFC)和電源的性能的方法

為了消除給離線功率轉換器添加PFC前端級所產生的損耗，一些設計人員使用了各種各樣的PFC拓撲結構，例如：可降低開關損耗的PFC升壓跟隨器和/或能夠減少傳導損耗的交錯式PFC。降低損耗的另一種方法是，設計一個使用前沿脈寬調製(PWM)的主級(第1級)和使用傳統後沿調製的次級(第2級)。

1、什麼是後沿與前沿脈寬調製

後沿脈寬調製比較器通過對比鋸齒電壓波形(OSC)和誤差電壓(ERR)來控制功率轉換器佔空比(D)。一般，誤差電壓由一個反饋運算放大器控制。在後沿脈寬調製中，OSC引腳被饋送給脈寬調製比較器的負輸入，而誤差電壓則饋送至脈寬調製比較器的非反相輸入。脈寬調製比較器的輸出用於控制功率轉換器(QA)的FET柵極。該柵極驅動導通信號與OSC信號波谷同步。在這種配置結構中，FET柵極驅動的後沿經過調製，以達到功率轉換器佔空比 (D)。該後沿為FET關斷時(請參見圖 1)。

請注意，在脈寬調製控制器中，在每個脈寬調製周期之前添加一個人為停滯時間，其在每個脈寬調製周期開始以前關閉功率級開關。必須使用停滯時間來防止出現100%佔空比，從而防止出現磁飽和。需要注意的是，為了簡便起見，圖1並未顯示停滯時間。

前沿調製脈寬調製稍微不同於後沿調製。OSC信號饋送至非反相脈寬調製比較器輸入，而誤差電壓則饋送給反相引腳。FET (QB) 關閉與OSC峰值電壓和前沿同步，當FET導通時對前沿進行調製以達到佔空比(請參見圖 2)。

圖2 後沿與前沿PWM

2、前、後沿調製一起使用的優點

首先，我們來看使用後沿調製控制圖1所示功率級Q1和Q2時PFC升壓電容器電流(IC)。請注意，我們將PFC控制電壓(ERR1)與振蕩器斜率(OSC)進行比較，以控制PFC FET(Q1) 的導通和關斷時間。另外，DC/DC轉換器(第2級)控制電壓(ERR2)與振蕩器斜線比較，以控制FET Q2的導通和關斷時間。

在振蕩器運行初期正常工作情況下，兩個FET同時導通(t1，案例 A)。在這段時間內，PFC 升壓電容器(CBOOST)必須對進入第2個功率級的所有電流(IT1)提供支持。在這種配置結構中，在FET開關期間，有一段時間FETQ1導通而Q2為關斷，這時PFC升壓電感(L1)通電，而功率級2的初級線圈不要求任何電流。這時，沒有電流(IC)進入升壓電容器。所有電感電流均流經電晶體Q1。

同樣，有一段時間兩個FET Q1和Q2均為關斷。這時，CBOOST傳導所有升壓電感電流，其流經二極體D1(ID1)。請注意，圖3為一張隨意照下來的圖片。正常工作情況下，第1級的佔空比隨線壓而變化，以保持PFC升壓電壓。功率級2的佔空比在正常工作時保持恆定不變，因為輸入/輸出電壓為固定。

其次，我們通過控制前沿調製控制的FET Q1和後沿調製的FET Q2，研究其對於升壓電容器電流(IC)的影響(圖3「案例B」)。在這種評估過程中，FET Q1和Q2的導通時間和佔空比與「案例A」情況相同。

在這種配置結構中，FET Q2在振蕩器谷底導通，並根據PWM比較器電壓水平關斷。FET Q1根據前沿PWM比較器導通，並在振蕩器峰值時關斷。相比使用前沿調製的兩個功率級，利用前沿/後沿PWM調製組合法錯開安排FET的首次導通，可以縮短FET Q1和Q2同時導通的時間(t1，「案例B」)。 與「案例A」情況類似，有一段時間(t2)Q1導通而Q2關斷，並且沒有電流進出升壓電容器 (IC)。同樣，有一段時間(t3，「案例B」)兩個FET均關斷，並且需要通過CBOOST吸收ID1。在「案例B」中，有一段時間FET Q2導通而Q1關斷。這時，進入升壓電容器的電流為ID1，其小於IT1(t4，「案例B」)。

相比兩個功率級都使用後沿調製控制，這種使用前沿/後沿調製控制的方法，可以減少FET QA和QB同時導通的時間。它帶來更低的升壓電容器RMS電流(IC)。 相比控制使用後沿調製的兩個功率級，這種配置結構中使用的前沿/後沿調製，升壓電容器 (IC) RMS電流減少30%。 升壓電容器中RMS電流的減少，可以降低升壓電容器 ESR 損耗，從而提高整體系統效率。