佚名 發表於 2017-12-04 03:24:01
在蜂窩基站中，功率放大器 (PA) 消耗的電功率比其他任何組件都多，因此就服務提供商而言， PA 是增大運營支出的一個重要因素。複雜的數字調製方法要求 PA 具有極高的線性，因此必須在遠低於飽和區的範圍內驅動功率放大器，在這個區域內， PA 的效率最高。為了提高 PA 的效率，設計師使用了數位技術，以降低波峰因數，並改善 PA 的線性度，從而允許 PA 在靠近飽和區的範圍內工作。數字預失真 (DPD) 是首選的 PA 線性化方法。數字預失真算法受到了大量關注，不過還有一個關鍵組件，即 RF 反饋接收器。
數字預失真接收器的要求數字預失真接收器將 PA 的輸出從 RF 信號轉換回數位訊號，是反饋環路的一部分 (參見圖 1) 。關鍵設計要求是，輸入頻率範圍和功率大小、中頻以及要數位化的帶寬。在這些要求中，有些可以直接從 PA 的性能規範中得出，有些是在設計時優化的。基帶發送信號被上變頻至載頻，並被限定在由 WCDMA、TD-SCDMA、CDMA2000、LTE 等空中接口標準所規定的頻段內。由於 DPD 環路的用途是測量 PA 傳遞函數，因而不必分離載頻或對數字數據進行解調。PA 非線性將產生奇數階的互調分量，這些分量會在相鄰通道和交替通道中形成頻譜增生。3 階分量出現在 3 倍於期望通道帶寬的範圍之內 (見圖 2)。同樣，5 階分量和 7 階分量則分別處在 5 倍和 7 倍於期望通道帶寬的範圍以內。因此，DPD 接通器必須獲得一個與正在進行線性化處理的互調分量之階數相等的發送帶寬倍數。
圖 1：數字預失真信號鏈路
圖 2：互調分量
目前的開發趨勢是將所需通道混頻至中頻 (IF) ，並捕獲所有互調分量的全部帶寬。要準確選擇中頻以減輕濾波負擔，並避開按照規範要求已經確定的其他頻率。類似地，採樣率也要選擇為數字調製晶片速率的倍數，例如，在 WCDMA 情況下為 3.84MHz。最後，奈奎斯特 (Nyquist) 定理要求，採樣率必須至少是採樣帶寬的 2 倍。儘管很多配置都是可接受的，但是這裡僅列出一組滿足這些限制的配置，中頻為 184.32MHz，ADC 採樣率為 245.76MHz，帶寬為 122.88MHz。
在 20W PA 的情況下，平均輸出功率是 43dBm。峰值對平均值之比 (PAR) 約為 15dBm。為了將接收鏈路混頻器的平均輸入功率設定為 -15dBm，耦合器和衰減器合起來的插入損耗必須是 58dB (參見圖 1)。WCDMA 標準規定， PA 的帶內噪聲最大為 -13dBm/MHz (-73dBm/Hz)。因此，耦合器和衰減器 (-58dB) 及 PA 噪聲限制 (-13dBm/MHz) 合起來，要求接收器靈敏度必須低於 -71dBm/MHz (-131dBm/Hz)。為了提供充足的裕度，至少需要比這個值好 6dB 至 10dB 的數值。這就為數字預失真接收器設定了頻率計劃、功率大小和靈敏度要求。
集成的數字預失真接收器一旦確定了系統要求，便可著手採用一個混頻器、IF 放大器、ADC、無源濾波、匹配網絡和電源旁路來實作電路。儘管計算和仿真很有用，但無可替代的是對真實硬體的評估，這種評估一般會導致印刷電路板 (PCB) 的多次迭代。不過，基於凌力爾特微型模塊 (µModule®) 封裝技術的新一類集成式接收器極大地簡化了這個任務。LTM®9003 數字預失真 µModule 接收器是一款全面集成的數字預失真接收器，尤其是在單個器件中完成了 RF 至數位訊號的轉換。
LTM9003 由高線性度有源混頻器、中頻放大器、L-C 帶通濾波器和高速 ADC 組成 (參見圖 3)。導線連接的裸片組裝確保總體外形尺寸非常緊湊，但與傳統封裝可能做到的相比，仍然允許基準和電源旁路電容器放置在更加靠近晶片的地方。這減少了噪聲使 ADC 保真度降低的可能性。這一理念應用到了 LTM9003 接收器鏈路中到處都在使用的高頻布局方法中。
圖 3：集成式數字預失真接收器 LTM9003
這種集成消除了驅動高速 ADC 的很多挑戰。線性電路分析不可能解釋 ADC 採樣與保持切換動作所產生的電流脈衝。傳統的電路布局需要多次迭代，以確定吸收這些脈衝的輸入網絡，輸入網絡是帶外可吸收的，而且不能無縫地與前置放大器一起運行。中頻放大器還必須能在不增加失真的前提下，驅動這個網絡。克服這些挑戰可能是 LTM9003 微型模塊接收器最了不起的特性。
無源帶通濾波器是 3 階濾波器，具有極平坦的通帶。在該頻帶 25MHz 的中心頻率處，該濾波器展現了不到 0.1dB 的紋波，而且整個 125MHz 通帶上的紋波僅為 0.5dB。這種 3 階配置確保了頻率響應的肩部是單調的，這對很多數字預失真算法而言都是很重要的。
LTM9003 的總體性能極大地超過了以上描述的系統要求。單音為 -2.5dBm，這在 ADC 端相當於 -1dBFS，信噪比 (SNR) 典型值為 -145dBm/Hz。這一數字遠低於 WCDMA 標準要求的 -131dBm/Hz 的目標值。最壞情況下的諧波為 60dBc。25.7dBm 的 IIP3 數值意味著，如果 PA 的線性足夠好，那麼 LTM9003 能支持 87dBc 的 ACPR。即使使用最佳功率放大器時的系統要求和功能，LTM9003 也能遠遠超過。整個鏈路使用 3.3V 和 2.5V 電源時，消耗約 1.5W 功率，然而僅需佔用 11.25mm x 15mm 的電路板面積。
其他可供選擇的配置另外，µModule 技術還提供了一種出乎預料的靈活性。通過調整無源組件的參數值或替換作為一個組而優化的多個 IC，就能夠提供專用版本的 LTM9003，而不會犧牲性能或增加複雜性。
例如，LTM9003-AA 採用一個低功率、矽鍺有源混頻器，該混頻器用 3.3V 電源工作。2 × RF - 2 × LO 分量產生 60dBc 的二次諧波，這是頻譜中最嚴重的雜散噪聲。用一個類似的 5V 器件替換該混頻器，就能以功耗為代價降低這一雜散噪聲。在 LTM9003-AB 中，該二次諧波就減小了 4dB。類似地，更換消耗較低功率的 210Msps ADC，就可以降低採樣率，另外還可以改變 L-C 濾波器的值，以實現不同的濾波器帶寬，但仍然能實現卓越的通帶平坦度。
封裝小，受益大
採用 LTM9003 實現 PA 線性化的好處體現在幾個層面。從高端層面來看，數字預失真允許以較少的回退運行 PA。結果是， PA 的效率更高，因此在提供同樣的輸出功率時，本身消耗的功率較低。從電路板層面來看，微型模塊封裝將所有關鍵組件 (包括無源濾波器和去耦組件) 集成到一個非常小的面積上。這極大地節省了電路板面積、簡化了布局並提高了性能。這種集成可以實現高性能遠端射頻頭 (RRH)。
從工程層面來看，使用 LTM9003 可節省時間。濾波器設計和組件匹配需要 PCB 迭代，以得到恰當的設計。設計一個不受 ADC 採樣和保持電路切換動作幹擾的濾波器尤其具挑戰性。甚至更換電源去耦電容器也會影響總體性能，並可能需要修改電路板布局。這類任務可能耗費數月工程設計時間，以調試每次修改的版本，並評估引入的變化。而採用 LTM9003 意味著這些工作都已經完成了。
結論儘管數字預失真的數字算法引起了相當大的關注，但是模擬接收器設計要求也是很苛刻的。LTM9003 微型模塊接收器在單個纖巧封裝中集成了整個接收器，從而簡化了這種設計。
圖 4：中頻響應
圖 5：64k 點雙音 FFT
圖 6：2.14Gz 時，4 通道 WCDMA 輸入的 FFT
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