基於精密超低功耗放大器的電源電壓的高端電流檢測方法

2020-12-06 電子發燒友

基於精密超低功耗放大器的電源電壓的高端電流檢測方法

Catherine Chang 發表於 2017-11-29 15:45:01

　　簡介

　　微放大器電流的精密高端測量需要一個小值檢測電阻和一個低失調電壓，超低功耗放大器。 提供280μA的電源電流，以在100μA至250mA的寬動態範圍內檢測電流。 這最大限度地減少了分流電阻上的功率損耗，並使負載的可用功率最大化。 LTC2063的軌到軌輸入允許該電路在非常小的負載電流下工作，輸入共模幾乎處於軌道上。 LTC2063的集成EMI濾波器可在噪聲條件下保護其免受RF幹擾。對於給定的檢測電流，該電路的電壓輸出是：

　　

　　零點

　　電流檢測解決方案的關鍵指標是零點，或在沒有檢測電流時產生的輸出的等效誤差電流。 零點通常由放大器的輸入失調電壓除以RSENSE決定。 LTC2063的低輸入失調電壓（典型值為1μV，最大值為5μV，典型值為1-3pA的典型輸入偏置和失調電流）允許零點輸入參考誤差電流僅為10μA（1μV/0.1Ω），典型值為50μA （5μV/0.1Ω）最大。 如圖2所示，這個低誤差允許檢測電路將其線性度保持在指定範圍內的最低電流（100μA），而不會由於解析度的損失而出現平臺。輸出電流到輸出電壓的曲線在整個 整個電流感應範圍。

　　零點誤差的另一個來源是輸出PMOS的零柵極電壓漏極電流（IDSS），即PMOS名義上關斷（| VGS | = 0）時非零VDS的寄生電流。 具有高IDSS洩漏的MOSFET將產生不具有ISENSE的非零正VOUT。

　　

　　

　　英飛凌的BSP322P在此設計中使用的電晶體的上限IDSS為1μA，在| VDS | = 100V。 作為BSP322P典型IDSS的一個很好的估算，在室溫下，VDS = -7.6V時，IDSS僅為0.2nA，誤差輸出僅為1μV，或等效的100nA輸入電流誤差，

　　測量0A輸入電流時。

　　建築

　　LT1389-4.096參考以及由M2，R2和D1組成的自舉電路建立了一個非常低功耗的隔離式3V電壓軌（4.096V + M2的VTH，典型值為-1V），可以保護LTC2063免受絕對最大電源 電壓為5.5V。 儘管串聯電阻可以滿足建立偏置電流的需要，但使用電晶體M2可以提供更高的整體電源電壓，同時在電源電壓的高端限制電流消耗僅為280μA。

　　精確度

　　LTC2063的輸入失調電壓會產生10μA的固定輸入參考電流誤差。 在250mA滿量程輸入中，失調僅導致0.004％的誤差。在低端，100μA中10μA的誤差為10％。 由於偏移是恆定的，所以可以校準。 圖3顯示，LTC2063，不匹配的寄生熱電偶和任何寄生串聯輸入電阻的總偏移量僅為2μV。

　　圖3中所示的增益100.05V / V比由RDRIVE和RIN建立時的實際值或4.978k / 50.4 = 98.77V / V給出的預期增益大1.28。 這個誤差可能是由於RDRIVE和RIN的溫度係數不同造成的。

　　

　　這個電路輸出的不確定性的主要來源是噪聲，所以用大的並聯電容濾波對於降低噪聲帶寬以及總的噪聲是至關重要的。 採用1.5Hz輸出濾波器時，LTC2063增加了約2μVP-P的低頻輸入引起的噪聲。 在最長的可能時間內平均輸出進一步減少了由於噪聲引起的誤差。

　　該電流檢測電路中的其他誤差源是寄生板電阻與LTC2063輸入端的RSENSE串聯，增益設置電阻RIN和RDRIVE的電阻值容差，增益設置電阻中溫度係數失配以及誤差電壓 在寄生熱電偶的運算放大器輸入。 通過對RSENSE使用Kelvin sense 4引腳檢測電阻，以及對RIN和RDRIVE的臨界增益設置路徑使用0.1％電阻以及類似或較低的溫度係數，可以將前三個誤差源最小化。 為了抵消運算放大器輸入端的寄生熱電偶，R1應具有與RIN相同的金屬端子。 在輸入端也應儘可能避免不對稱的熱梯度。

　　本節討論的所有誤差源的總體貢獻在全尺寸2.5V輸出參考時最多為1.4％，如圖4所示。

　　電源電流

　　如圖5所示，LT1389和LTC2063所需的最小電源電流在最小VSUPPLY和ISENSE（4.5V和100μA）時為2.3μA，最大VSUPPLY和ISENSE（90V和250mA）時最大為280μA。除了 由有源器件消耗的電流，還需要由VSUPPLY提供的輸出電流IDRIVE至M1，與輸出電壓成正比，範圍從1.0mV輸出（對於100μAISENSE）為200nA到對於2.5V輸出為500μA（對於250mA ISENSE）。 因此，除ISENSE外，總電源電流範圍為2.5μA至780μA。 RDRIVE設置為5kΩ，以獲得合理的ADC驅動值。

　　

　　輸入電壓範圍

　　在此體系結構中，最大供應量由最大值| VDS |設置 PMOS輸出可以承受。 BSP322P的額定電壓為100V，所以90V是一個合適的操作限制。

　　

　　輸出範圍

　　這種設計可以驅動5kΩ負載，這使得它成為驅動許多ADC的合適階段。 輸出電壓範圍為0V至2.5V。 由於LTC2063具有滿擺幅輸出，因此最大柵極驅動僅受LTC2063的淨空限制。 在此設計中，典型值為3V，由LT1389的4.096V和M2的-1V典型VTH決定。

　　由於此電路的輸出是電流，而不是電壓，因此接地或導線偏移不會影響精度。 因此，在輸出PMOS M1和RDRIVE之間可以使用較長的引線，從而使RSENSE能夠位於感測電流附近，而RDRIVE靠近ADC和其他後續信號鏈級。 長引線的缺點是增加了EMI敏感性。 RDRIVE上的100nF C3在到達下一階段的輸入之前將有害的EMI分流。

　　速度限制

　　由於LTC2063的增益帶寬積為20kHz，因此建議使用此電路測量20Hz或更慢的信號。 與負載並聯的22μFC2將輸出噪聲濾波至1.5Hz，從而提高了準確度，並保護後續階段不受突發電流浪湧的影響。 這種濾波的折衷是更長的建立時間，特別是在輸入電流範圍的最低端。

　　結論

　　LTC2063的超低輸入失調電壓，低IOFFSET和IBIAS以及軌到軌輸入可在100μA至250mA的整個範圍內提供精確的電流測量。 其最大電源電流為2μA，使其電路在大部分工作範圍內的電源電流遠低於280μA。 隨著LTC2063的低電源電壓要求，低電源電流允許從一個帶有裕量的備用基準電壓供電。

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