採用運算放大器實現低電壓大電流的電源轉換

採用LDO來實現PC主板要求的低電壓大電流電源具有很大的難度，而採用PWM電路需要採用較多的元件，PCB佔位面積較大。本文通過分析當前主板設計要求和PWM電路的特點，提出了採用運算放大器實現低電壓大電流的設計思路和方法。

INTEL晶片組和CPU要求電源的電壓越來越低，而電流卻越來越大，主板設計工程師不僅要很好地解決晶片之間互連產生的信號完整性和EMI等高速信號設計問題，還必須解決電源問題。電源是主板的動力源，在實際的產品調試過程中所出現的很多問題都直接與電源相關。

在我們的新項目中使用了INTEL新的晶片組和CPU，和以往不同的是，前端系統總線(FSB)將使用獨立的終端(termination)電源，需要系統提供最大為6A的1.2V電源。其核心邏輯(core logic)和HUB LINK也將最大消耗7A×1.5V的功耗。在以往的做法中會直接使用LDO來實現低電壓小電流的轉換，然而，在這麼大的電流情況下很難找到合適的LDO來實現電源轉換。

PWM電路分析

對於低電壓大電流的情況一般會用PWM的方式來實現電源轉換，因此最開始的設計採用PWM來實現1.2V和1.5V電源的轉換，均採用單相。採用合適的PWM控制器可以直接控制兩路電源的輸出，電路如圖1所示，這種拓撲結構在主板上應用廣泛，從CPU的電源供電到DDR的電源和終端供電都是通過該方式實現的。這是一種很成熟的電源轉換方式，可以很可靠地實現低電壓大電流的轉換。

在這種轉換結構中，MOSFET工作在飽和和截止兩個區，上端MOSFET的功耗主要由導通功耗和開關功耗兩部分構成，下端MOSFET可以實現零壓差的轉換，功耗主要由導通功耗決定，即MOSFET上的功耗主要由R_ds(on)和Qg決定，由於現在的MOSFET工藝水平的進步，可以做到R_ds(on)和Qg都比較小，因此MOSFET功耗產生的熱量可以比較好地解決，必要時可以並聯兩個MOSFET來減小其散熱。為了讓輸出電壓紋波比較小，通常會在這裡用到比較大的電感和大容值電容。這種電路結構的特點是簡單成熟，元件的選擇範圍寬，功率器件散熱問題可以比較好地解決。這種方式的缺點是使用的元件比較多，每一相至少需要兩個MOSFET和一個電感，元件佔用面積很大。在上述的電路中預估元件所佔用的面積約為16平方釐米。

目前主板上的元件密度已經越來越高，從而可以使價值密度也提高。本項目規格為兩顆CPU的標準ATX主板,INTEL最新CPU的設計指導建議每顆CPU的電源將單獨由4相供給，2顆CPU共8相。四條DDRII內存，6條PCI/PCI-X/PCI EXPRESS插槽，主板上部CPU附近的元件擺放具有一定難度，當把主要部件擺放好了後，發現已經沒有足夠的空間擺放轉換1.5V和1.2V所需要的四顆MOSFET、兩個大電感和一個PWM控制器，還必須要在電源輸出端擺放幾顆大容值的電解電容。

運算放大器實現電源轉換

在這種情況下決定採用運算放大器的功率放大來實現電源的轉換，其電路如圖2所示。電路中採用了運算放大器LM358，其內部封裝了兩顆完全獨立的運算放大器，可以工作在單端電源供電或者雙電源供電，工作帶寬為1MHz，並帶溫度補償。MOSFET採用FDS6690A，為TO-252封裝，MOSFET將工作在飽和區和線性區。

該項目中使用了DDRII技術，其工作電壓為1.8V，有別於DDRI的2.5V，並且不再需要提供額外的DDR終端電源。當整個系統插滿4條DDRII模塊全速工作時將最大需要30A@1.8V的電流。加大1.8V的電源供給使其達到40A的供給能力，可以直接將1.8V提供給1.2V和1.5V轉換的電源。從1.8V轉換到1.2V和1.5V的低壓差特點使得線性低電壓大電流轉換成為可能。

如果採用該轉換方式，僅僅用一顆LM358、兩顆MOSFET以及一些大容值輸出電容就可實現兩個獨立電源轉換，元件的數量減少一半，可以很好地解決擺放空間不夠的問題，其整體的PCB佔用面積只有8平方釐米，只相當於採用PWM方式所佔用面積的一半。

電路仿真

首先將通過PSPICE建立模型來仿真電路，避免一些不必要的設計錯誤。在這裡仿真6A/1.2V的輸出工作情況。如前所述，在該電路中轉換電流源1.8V會和DDRII消耗的電源共用。設計中1.8V通過兩相PWM輸出，其切換頻率為200kHz，建立的電源模型：1.8+0.2sin(t×2π×1000k)(DDRII電源規範的範圍為1.7~1.8v)。選擇MOSFET



FDS6690A，可以從網際網路得到其PSPICE模型，晶片組和CPU不提供PSPICE模型，根據電流變化參數，建立簡單負載模型，其阻抗在最大阻抗和最小阻抗中高速變化以模擬最壞的緩衝器切換情況。系統要求最大的電流為6A，此時近似的最小負載阻值為1.2/6=0.2Ω。考慮到參考電壓通過系統3.3V分壓得到，建立參考電壓的模型：1.2+0.12sin(t×2π×5000k)。對於輸出端的電容補償，使用共計1000uF容值電容，其等效串聯電感ESL為10nH,等效串聯電阻ESR為30mΩ。建立圖3中的仿真模型(圖中負載模型沒有給出)。

通過仿真，可以得出輸入輸出電壓以及MOSFET上功耗的波形和負載上電流波形。

從以上的仿真結果可以看出輸出電壓變化範圍為1.15V~1.25V，MOSFET上功耗變化範圍為0.4W~4.75W。平均功耗已經超過了2W，該MOSFET最小熱阻為45℃/W。如此大功耗產生的熱將不能夠有效散發，熱的積累將可能把MOSFET燒毀。通過分析，決定在MOSFET漏端串接大功率小阻值電阻，讓一部分功耗消耗在電阻上，見圖4。

同樣做相應的電壓輸出、MOSFET和電阻上的功耗仿真。仿真的結果是輸出的電壓紋波將增大，造成增大的原因為漏端電阻的加入相當於增加了電源的內阻。儘管如此，輸出電壓值仍然在1.15V~1.25V內變化。此時可以看到MOSFET上的功耗已經顯著減小，平均功耗小於1.5W，此時電阻上的功耗也為1.5W左右。MOSFET的工作溫度將小於90℃，這樣就很好地解決了PCB佔用面積和MOSFET發熱問題。

通過對上面這種方式的仿真分析，可以得出該方式的優點為元件少、電路更加簡單、輸出穩定，但是該電路工作在線性工作區，功率器件上的發熱量會比較大，而且其發熱是連續的而非PWM方式的間歇發熱，因此解決散熱問題成了該方式的最主要問題。簡單的PSPICE模型為新設計提供了一個很好的參考，通過仿真可以在設計階段解決一些可能存在的問題，從而縮短新產品調試和上市時間。