LCD TV超級IP應用的解決方案

　　在現今的 LCD TV 逆變器設計中，設計人員往往希望能找到效率高但成本最低的解決方案。採用傳統的拓撲結構很難在不增加成本的情況下提高效率。超級逆變器或高壓逆變器正是針對這一問題的一個可行的解決方案，因為這些解決方案省掉了主輸出所需要的整流線路。目前有許多不同類型的超級 IP 拓撲，本文主要介紹其中一種，如圖 1 所示，適合用於26 英寸 4 U形燈管 LCD TV。

本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/88326.htm

　　在上圖所示的超IP模塊中，為了提高總體效率並節省成本，功率級和逆變器級都被整合在同一個級中。半橋模塊直接由 PFC 380V 輸出的初級端供電，T2是初級和次級間的隔離變壓器。諧振電路由 T2、T3、T4、T5 和 T6 以及 CCFL電容串聯而成，把方波電壓轉換為正弦輸出，以驅動CCFL。

　　電流平衡

　　目前，U形燈管為平板供應商所普遍採用，以降低成本和功耗，但U形燈管的兩個接線端 P1 和 P2 都需要工作在很高的電壓之下。不過，由於不能通過工作在高壓下的燈管兩端直接串聯電阻來檢測燈管電流，燈管電流的檢測非常困難。而且，由於燈管電阻的離散性也使控制4個U形燈管的電流平衡不容易。

　　逆變器諧振迴路包含了一個逆變器變壓器、變壓器次級漏感、燈管等效工作電阻和諧振電容，以及燈管寄生電容Clamp。圖2所示為燈管電流值隨頻率變化的關係曲線。

　　有趣的是，在圖2中，當Rlamp從100K 變化到1M歐姆時，所有的燈管電流RMS值曲線相交於f0點(諧振點)。f0 (諧振點)由L3和Clamp、C9 及 C10決定。這意味著如果工作頻率接近f_{0}，就很容易獲得電流平衡。

　　圖 3 所示為簡化的逆變器燈管電路，包含了逆變器變壓器漏感、與外部電容並聯的燈管寄生電容C，以及燈管等效電阻R。 燈管電流傳遞函數 I(R) 表示如下：

 

　　I_{R}(ω)=\frac{V_{R}(ω)}{R}=\frac{VS(ω)}{ωL+\frac{R×\frac{1}{jωC}}{R+\frac{1}{jωC}}}×\frac{R×\frac{1}{jωC}}{R+\frac{1}{jωC}}×\frac{1}{R}
　　=\frac{VS(ω)}{R(1-ω^{2}LC)+jωL} (2.1)

　　如果ω^{2} LC=1，則I_{R}(ω)=\frac{VS(ω)}{jωL}，與燈管的R值無關，我們就獲得一個恆定電流輸出的逆變器。燈管電流 RMS 值由 Vs、逆變器變壓器洩漏電感L，以及由燈管寄生電容並聯外接電容共同組成的電容C 決定。此外，我們還知道，若Q=\frac{R}{ω_{0}L}足夠小，則f_{0}=\frac{1}{2π\sqrt{LC}}點附近，不同燈管阻抗的電流曲線靠得越近。

　　半橋MOSFET開關的特性

　　另一個問題有關半橋MOSFET 的導通尖峰。圖4所示為小佔空比仿真波形。當高端MOSFET(S1)或低端 MOSFET(S2) 導通時，會出現很大的電流尖峰。S1和S2的導通損耗非常大，效率不理想。開關噪聲也是一大挑戰，因為它會降低系統總體可靠性。

　　首先，假設半橋負載是電感性的，電流波形滯後於電壓波形，D6 是高端 MOSFET S1 的體二極體，D7 是低端 MOSFET S2 的體二極體。

　　t0->t1：在 t<t0 之前，S2 導通，變壓器初級電流 IR65 為負；當 t=t0 時，S2 斷開，電流 IR65 致使 C46 充電，C45 放電，開關結點 Vs 電壓被充電至380V+0.7V@t1。

　　t1->t2：D6開始導通，變壓器初級端電流為380VDC輸入功率充電，電流降至0@t2。
　　t2->t3：D6斷開，C15、TX6 初級端電感、R65 和 C45/C46 之間的諧振開始，開關節點 Vs 電壓減小到負值，首先使 D7 導通，然後 Vs 電壓變為正值。

　　t3->t4：死區結束，高端柵極驅動器導通 MOSFET。MOSFET Ids 出現大電流尖峰。
　　為了減小電流尖峰，需要把V7 和 V8的導通佔空比提高到近 50%，這樣S1 和 S2 就成為零電壓開關 (ZVS)，從而可以在半橋開關節點獲得方波電壓。

　　飛兆半導體可投產的電路板
　　圖 5 是飛兆半導體針對 26 英寸 4 U 形燈管 LCD TV 開發的總體解決方案的模塊示意圖。

 

　　該電路的主要規格如下：

　　· 燈管典型工作電壓：1920VRMS
　　· 燈管典型工作電流：7.5mARMS
　　· 燈管啟動電壓：3180Vrms@ Ta = 0℃
　　· 燈管典型工作頻率：56KHz
　　· 背光典型功耗：54W
　　· 音頻放大器輸出 12V/3A，USB 輸出 5V/3A
　　· 待機功耗 <0.75W@AC240V，對 MCU 為 5V /0.2A
　　· 燈管開路保護、燈管短路保護、燈管過壓保護
　　· 電流平衡：<±10%

　　選擇背光 PWM IC FAN7313 的原因在於能夠利用外部信號為串並聯諧振轉換器提供所有控制功能，如軟啟動、燈管開路調節、燈管開路保護、過壓保護、短路保護、UVLO、以及同步電路。同時能夠減少外部組件數，通過集成降低系統成本，並且支持模擬和間歇調光兩種工作模式。

　　FAN7313 為串並聯諧振轉換器和脈寬調製 (PWM) 控制器提供了開發電源電壓所需的全部控制功能。

　　設計步驟 

　　設置第一級變壓器T4規格

　　T4把初級端接地與次級端接地分隔開來，並把380V PFC電壓轉換為±80V的交流中壓輸出，作為二級變壓器的輸入。T4初級電感應該足夠大，以使C50 和 T4初級諧振頻率比工作頻率56K小得多，從而讓半橋轉換器的電感負載實現ZVS。

　　首先，我們選擇C50=0.47μF/400V，設置 C50 和 T4初級電感L諧振頻率為7KHz，遠低於工作頻率56KHz。T4初級電感為：

　　L=\frac{1}{(2πf)^{2}C_{50}}=\frac{1}{(2×π×7kHz)^{2}×0.47μf}=1.1MH

　　選擇T4初級電感= 1mH，EER28L磁芯，A_{e}=82mm^{2}，T4最小初級線圈匝數為：
　　N_{p min}=\frac{V_{in}×?t_{max}}{?B×A_{e}}=\frac{190V×8.9μs}{0.35T×82mm^{2}}=58.9

　　我們選擇Np=60匝，T4次級匝數為：
　　N_{S}=\frac{N_{P}×V_{S}}{V_{P}}=\frac{60×80V}{190V}=25.2

　　我們選擇Ns=26匝，則次級輸出電壓為
　　V_{S}=\frac{N_{S}×V_{P}}{N_{P}}=\frac{26×190V}{60}=82.3V

　　設置第二級變壓器T5規格

　　T5、T6、T7、T8都是相同的變壓器，用以把方電壓轉換為平方波電壓，再轉換為正弦波輸出，驅動CCFL。

　　首先，我們設置次級諧振電路頻率f0=65kHz，Q=1，由式(2.2)，洩漏電感為：
　　L_{l}=\frac{R}{ω_{0}Q}=\frac{256k}{2×π×65kHz×1}=0.627H

　　選擇L_{l}=0.6H，EEL17 磁芯，A_{e}=22mm^{2}，T5最小初級匝數為：
　　N_{P?min}=\frac{V_{in}×Δt_{max}}{ΔB×A_{e}}=\frac{82×3V×8.9μs}{0.2T×22mm^{2}}=166.4

　　把T5輸入方波轉換為正弦波，正弦波RMS電壓為：
　　V_{rms}=\frac{\sqrt{2}}{π}V_{in}sin Dπ=\frac{\sqrt{2}}{π}×164×6V×sin\frac{π}{2}=74.1V

　　根據式(2.3)，變壓器匝數比為：

　　至於最小初級線圈匝數，最小線圈匝數比和洩漏電感，我們據此能夠確定初級線圈匝數、匝數比和磁芯間隙，獲得所需的洩漏電感。對於這一應用，初級線圈匝數為 178T，次級線圈匝數為 4200T，匝數比為 23.6。

　　確定所需的輸出電容C51、C77

　　假設每個 U 形燈管的寄生電容為 5pF。每個寄生電容與一個輸出電容有效並聯。輸出電容 C51 為：

　　我們選擇 C51 和 C77=10pF。

　　小結

　　隨著消費者對高效低成本 LCD TV 的需求不斷增長，高壓逆變器必需以最低的成本提供高效率。本文探討了創新的解決方案，整合了功率級和逆變器級，在 PFC 模塊之後無需傳統的 DC-DC 模塊。利用這種先進的拓撲，LCD TV 系統的效率和可靠性都得到大幅度提高，同時又降低了系統總體成本。

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