共模信號有多重要?如何正確對放大器前端進行電平轉換?

　　目前，在轉換器領域風頭正盛的是 GSPS ADC—也稱 RF ADC。憑藉市場上採樣速率如此高的轉換器，奈奎斯特頻率與五年前相比提高了 10 倍。關於使用 RF ADC 的優勢，以及如何使用它們進行設計並以如此高的速率捕獲數據，人們進行了大量的討論。
　　高性能模數轉換器(ADC)之前的輸入配置或者前端設計，對於實現所需的系統性能非常關鍵。通常重點在於捕獲寬帶頻率，例如大於 1 GHz 的寬帶頻率。然而，在某些應用中，也需要直流或近直流信號，並且受到最終用戶的歡迎，因為它們也可以傳輸重要信息。因此，通過優化整體前端設計來捕獲直流和寬帶信號需要直流耦合前端，該直流耦合前端一直連接到高速轉換器。
　　考慮到應用的本質，將需要開發一個有源前端設計，因為用於將信號耦合到轉換器的無源前端和巴倫本身就已交流耦合。本文以實際系統解決方案為例，概述了共模信號的重要性，以及如何正確對放大器前端進行電平轉換。
共模：概述
　　由於對共模參數及其與設備之間的關聯缺乏了解，客戶仍然會提出許多技術支持問題。ADC 數據表指定了模擬輸入的共模電壓要求。關於這方面沒有太多詳細信息，但為了以滿量程實現額定 ADC 性能，必須保持適當的前端偏置。
　　集成緩衝器的 ADC 通常具有內部偏置共模(CM)電平，此電平是電源的一半加上二極體壓降(AVDD/2 + 0.7 V)。不需要外部電路對此電路進行偏置，但必須保持共模電平才能正確使用轉換器。對於無緩衝的(開關電容輸入)轉換器，共模偏置通常是模擬電源的一半，即 AVDD/2。可通過多種方式由外部提供。部分轉換器具有一個專用引腳，允許設計人員通過幾個與模擬輸入相連的電阻來提供偏置。或者，設計人員可以將內部偏置連接到變壓器的中心抽頭，或者可以使用電阻分壓器分離模擬電源(電阻從模擬輸入的每個端腳連接到 AVDD 和接地)。在使用轉換器的 VREF 引腳之前，請查閱製造商的數據手冊或諮詢應用支持小組，因為許多基準信息並未提供，不能在沒有外部緩衝器的情況下提供共模偏置。這很誘人，因為您需要的 CM 電壓很容易獲得，但提醒一句—不要這樣做。
　　如果未提供或保持共模偏置，轉換器將產生增益和失調誤差，使總體測量性能下降。轉換器可能過早削波，或者根本不會削波，因為轉換器達不到滿量程。在轉換器之前連接放大器時，共模偏置尤其重要，特別是當應用需要直流耦合時。查看放大器的數據手冊技術規格，確保放大器可以滿足轉換器的擺幅和共模電源要求。轉換器日益趨向採用更小的工藝尺寸，因此需要更低的電源。使用 1.8 V 電源時，如果需要直流耦合，則放大器需要 0.9 V 的共模電壓。使用 3.3 V 至 5 V 電源電壓的放大器可能無法保持那麼低的電平，但是較新的低電壓放大器可以，或者設計人員可以使用分離電源並在 VSS 引腳上使用負供電軌。然而，這樣做時，記住其他引腳可能也需要連接到負供電軌。相關信息請參考數據手冊和 / 或諮詢直接應用支持人員。
共模：定義
　　我們首先來看共模電壓的定義。圖 1 顯示了轉換器如何查看差模與共模信號。CM 電壓只是信號移動的中點—參見圖 1。您也可以將其視為新中點或零代碼—放大器，通常通過一個 VOCM 引腳或類似的器件，在輸出端建立 CM。不過要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓範圍要求。最好查閱一下放大器數據手冊，並且 / 或者使用不會使電路內部的任何相鄰電路或基準點負荷過重的穩定偏置點。不要只是分接一個轉換器的基準電壓引腳(VREF)，它通常是轉換器滿量程的一半。可能無法提供充分的高精度偏置。謹慎起見，也應查閱轉換器數據手冊上的引腳技術規格。一般而言，電阻容差 1%的簡單分壓器和 / 或緩衝器驅動器之類，可正確設置放大器的 CM 偏置。

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圖 1. 差模與共模信號示例

　　在下面表 1 中簡要列出了如何連接每個應用的放大器和轉換器，圖 2 顯示了一些正確的電路示例。

圖 2. 用於放大器 / 轉換器前端的交流耦合與直流耦合應用示例

共模：已斷開
　　如果未提供或保持共模偏置，轉換器將產生增益和失調誤差，使獲取的總體測量性能下降。簡單地說—轉換器輸出將如圖 3 所示，或者略有變化。輸出頻譜的形態將與過載滿量程輸入相似。這意味著轉換器的零點偏離中心，不是最優。設計人員可能會發現轉換器會較早削波或者達不到轉換器的滿量程。最近，由於轉換器開始使用 1.8 V 電源和更低的電源，這一問題變得更為嚴重。這意味著模擬輸入的 CM 偏置為 0.9 V 或 AVDD/2。並非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時還保持相對較好的性能。但是，部分新型放大器已經適應此類電壓，並在市場上有售。因此，謹慎起見，需查看哪些放大器可以用於您的新設計。並不是任何舊款放大器都能使用，因為裕量可能非常受限，並且內部電晶體可能會開始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數情況下應該會有充足的裕量來實現適當的 CM 偏置。缺點是增加了一個額外的電源—可能不標準的負電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡單的反相器電路有助於解決這一問題。

圖 3. 放大器和轉換器之間的 CM 不匹配

　　將器件連接起來
　　了解共模和直流耦合之後，我們可以開始組建信號解決方案。例如，ADL5567 是雙通道差分放大器，增益為 20 dB。它具有 4.8 GHz 帶寬，適合連接 GSPS ADC，例如 AD9625，這是 12 位、2.5 GSPS 轉換器，具有 JESD204B 8 通道接口。圖 4 所示為整體設置框圖。

圖 4. 直流到 WB 放大器 / 轉換器信號鏈示例

　　在顯示的該配置中，前端接口針對寬帶採樣進行了優化， 同時保留信號的直流成分。由於器件為+5.5 V 耐壓。該設計使用+3.3 V 和−2 V AVDD 分離電源。這使得放大器的輸出端和 ADC 的輸入端之間共模簡單對齊，兩者均需在 AIN+和 AIN−保持+0.525 V。同樣，注意幾個接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現強制設置為−2 V 供電(新 VSS)。
　　CM 電壓輸出很簡單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點麻煩。需要為接口做兩件事。第一，輸入端 CM 電壓需要配置為 0 V，否則，驅動放大器失調將使輸出軌偏向一側。這將導致圖 3 所描述的性能問題或更嚴重，—將出現放大器和轉換器信號鏈交流性能不佳。為此，放大器輸入端的每一側都需要允許電流流向地面，或該直流耦合案例中 2 V。因此，在每個放大器輸入端添加 2.2 kΩ的電阻來抑制失調電流。
　　這是它的工作原理：放大器輸出約為 0.525 V，放大器輸入 CM 電壓為 0 V。具有 500 Ω的內部反饋電阻和約 50 Ω的輸入電阻使得它看起來有 550 Ω；或在本例中，我們假設一個 50 Ω源電阻與 100 Ω電阻並聯，得到 33 Ω。再串聯 20 Ω增加到 53 Ω。這是串聯了 500 Ω內部反饋電阻或總計 553 Ω。也就是形成了 500 Ω和 53 Ω的 0.525 V 電阻分壓器。反過來，產生了 900 μA (或 0.525/553)的電流。為將此分流至地面或新 VSS 或−2 V，添加 2.2 kΩ電阻或−2 V/2.2 kΩ = 900 μA。
　　第二，輸入為單端輸入且需要適當配置來保持最佳性能，同時維持較低偶數階失真。同樣，100 Ω與 50 Ω源電阻有效並聯，得到 33.33 Ω戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會反映在 VIN 節點上，來平衡設備的輸入，因為它是單端驅動的。但是，為了改善偶數階失真，VIN+節點上的 20 Ω用於保持所有寬帶頻率的低失真。這通過使用特定中頻約 500 MHz 完成，—或參見圖 5 測試示例。由於它是一個迭代的過程，所以會有些乏味。有關放大器上 SE 到 DIFF 轉換的計算和方程，參見 ADA4932 數據手冊。圖 6 中所示為信號鏈設計中最高 2 GHz 輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。

圖 5. 典型 FFT 性能@ 507 MHz AIN @ 2500 MSPS

圖 6. 典型交流頻率掃描性能@ 2500 MSPS

　　值得注意的是，添加了 5.1 nH 電感與電源的正供電軌輸入串聯。這 有助於通過捕捉和再循環放大器內部的這些不平衡電流來再次提高偶數階線性度性能與頻率。
　　最後，需要針對放大器和 ADC 之間的前端 BW 優化接口。這通常也以迭代的方式完成。但是，對於兩個 IC 之間某些值的設置有幾點需注意。為了在接口中獲得最佳 BW，請遵循以下規則。
　　首先，根據經驗和 / 或 ADC 數據手冊建議，選擇一個反衝電阻器(RKB)，(本例中為Ω)，通常介於 5 Ω和 36 Ω之間。
　　然後，選擇放大器外部串聯電阻(RA)。如果放大器差分輸出阻抗在 100 Ω至 200 Ω範圍內，RA 應小於 10 Ω。如果放大器輸出阻抗為 12 Ω或更低，RA 應介於 5 Ω和 36 Ω之間。此時，為 ADL5567 選擇 10 Ω串聯電阻和阻抗為 10 Ω的差分輸出。
　　放大器輸出的串聯與並聯總電阻應與放大器的表徵負載(RL)接近。這裡，圖 4 電路中為 160 Ω，或 2 RA + 2 RKB + RADC = 20 + 40 + 100。ADL5567 具有 200 Ω的 RL，所以如果設計值偏離放大器的 RL 特性值太多，線性度性能可能出現偏差。
　　最後，將內部 ADC 電容 CADC 添加至 10 Ω串聯電阻後的並聯電容，來幫助完成內部 ADC 採樣網絡反衝。這也提供了軟低通濾波來減少任何折回帶內的寬帶諧波。
　　有關在放大器和 ADC 之間形成抗混疊濾波器的更完整過程，參見 CN-0227 和 CN-0238。
　　使用上述標準開發出 2 GHz 通帶平坦度響應產品，以捕捉 1st 和 2nd 奈奎斯特區內的頻率，假設採樣速率為 2.5 GSPS。該設計的輸入驅動規格將為−8 dBm 或 252 mV p-p，假設在 100 MHz 基準頻率下具有 50 Ω輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉換器達到滿量程的輸 入滿量程電平。

圖 7. 典型通帶平坦度性能和輸入驅動電平

結論
　　在任何直流耦合設計中，忽略轉換器的共模輸入電壓規格均可引起嚴重問題。如果使用了多個級別，信號鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩個組件相互衝突。如果未正確耦合，其中一個將經常在各級間取勝，產生虛假測量。
　　對於交流耦合應用，需在兩級之間使用一個耦合電容來打破這種共模不匹配。這樣設計才能夠優化放大器輸出和 ADC 輸入的偏置。
　　否則，系統設計中需考慮雙電源或電平轉換電路，如以上直流耦合設計中的描述。如需之前的直流耦合分析，請通過 [e-mail], 或 Analog Devices EngineerZone® 與我聯繫。
參考電路
　　Reeder, Rob. 實現放大器與 ADC 之間的共模融合。 Electronic Design, 2010 年 7 月
　　AN-824，放大器與開關電容 ADC 接口的諧振匹配方法。
　　Bowick, Chris. RF 電路設計 . Newnes, 1997 年 2 月。
　　高速反衝、無緩衝 ADC、Electronic Design，, July 2011.
　　Quite Universal Circuit Simulator.
　　Nuhertz Technologies, Filter Free Design Program.