設置高速ADC的共模輸入電壓範圍(中文)

2020-12-06 電子發燒友

設置高速ADC的共模輸入電壓範圍（中文）

佚名 發表於 2010-03-30 17:59:39

設置高速ADC的共模輸入電壓範圍（中文）

對於包含基帶採樣、高速ADC的通信接收機，輸入共模電壓範圍(VCM)非常重要。特別是對於單電源供電、直流耦合的低壓系統，這個問題尤其關鍵。

對於單電源供電電路，送入驅動放大器和ADC的輸入信號應該偏置在VCM範圍內，從而消除放大器和ADC的性能障礙，因為放大器和ADC不需要在0V保持低失真和高線性度。

在典型的直接變頻射頻接收機中，高速ADC通常採用差分、直流耦合輸入。設計中採用零中頻(ZIF)架構，具有RF正交解調器和兩路基帶ADC。ZIF電路因為省去了多次IF下變頻和SAW濾波器，被設計人員普遍採用。ZIF架構大多採用直流耦合，因為它們接收的同相(I)、正交(Q)信號的帶寬接近直流，另外，直流耦合還可以省去RF下變頻器與高速ADC之間的大尺寸耦合電容，也消除了耦合電容放電引起的上電延遲。

從以下因素可以進一步理解VCM對於ADC的重要性：

電源電壓(VDD)變化時，RF正交解調器輸出信號變化範圍較大，直接影響ADC的共模輸入電壓。

超出ADC VCM範圍的共模輸入電壓會產生諧波失真，從而減小動態範圍。正確的VCM直流偏置有助於優化放大器和ADC的線性度，降低失真，改善誤碼率(BER)。

圖1中，UI可以簡化RF前端與驅動放大器、ADC之間的直流耦合、差分模擬接口。電路包括：兩路8位、40Msps ADC (U1)和兩片四通道、單電源供電的寬帶放大器(U2-U3)，能夠適應RF正交解調器(差分、直流耦合信號源)與高速ADC之間較寬的共模電壓範圍要求。ADC提供足夠的信號/噪聲+失真比(SINAD)和無雜散動態範圍(SFDR)，用於解調3.84MHz寬帶的QPSK通信鏈路。U2、U3應滿足SFDR和輸入共模電壓範圍的要求，3V單電源供電時，U1消耗90mW的功率。



圖1. 高速ADC (U1)利用其COM輸出精確設置共模電壓

簡化後的VCM轉換電路是U1的直流共模輸出(COM，引腳1)、REFIN (引腳46)和REFOUT (引腳45)。COM提供與U1輸入共模電壓範圍一致的直流輸出(VDD/2)，並且與VDD的變化無關。REFIN和REFOUT通過電阻分壓器R23-R24設置ADC的滿量程範圍，從而優化了輸入放大器的SFDR和ADC的動態範圍。

U2和U3配置成直流耦合差分輸入和輸出，增益為15dB，為ADC提供滿量程(FS)為1VP-P的輸入。為了保持接收機的動態範圍，選擇U2/U3放大器時，要求它們的SFDR比ADC的48.7dB SINAD改善10dB。U1的FS電壓由R23、R24設置：

FS = R24/(R23+R24) x REFOUT. (REFOUT = 2.048V)

COM電壓(U1的引腳1)等於VDD/2或1.5V (VDD = 3V時)。該電壓也等於U1的輸入VCM範圍。這樣，當VDD隨溫度、電源電壓的變化時，COM和VCM相互跟蹤，確保獲得正確的直流電壓。COM引腳可以源出5mA電流，必要時可以設置系統的其它直流電壓。因為ADC關斷時，COM內部緩衝器被關閉，採用這種電平設置可以節省更多功率，優於雙電阻分壓器提供的連續供電方案。

圖1所示典型應用電路為WCDMA接收機，每路ADC的輸入信號速率為3.84Mcps的一半。當信號由U1以四倍速率(Fclk = 15.36MHz)進行過採樣時具有兩個優勢：首先，過採樣將鏡頻置於13.44MHz與17.28MHz (FI = Fs ± Fa)之間，簡化了抗混疊濾波器的設計；其次，過採樣提供6dB的處理增益：SNR = 10log(Fs/2BW)。

U1的數字輸出電路由OVDD = +1.8V供電，有助於節省功耗。+1.8V的總線降低了數位訊號擺幅，根據關係式：P = CV2F (對於每個8位總線)可以看出，能夠大大降低電源損耗。U1的數字輸出復用，允許單8位總線與雙通道8位ADC接口。復用器有助於減少數字I/O引腳數，節省電路板空間，降低ASIC成本，提高系統可靠性。

其它選擇：MAX1185為雙通道10位ADC，引腳兼容於MAX1196。兩款晶片均採用7mm x 7mm、48引腳TQFP封裝，帶有裸焊盤。MAX1192為超低功耗、小尺寸、雙通道8位ADC，3V供電時僅消耗低於25mW的功率，採用5mm x 5mm、28引腳QFN封裝。

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