高速ADC設置共模輸入範圍

2020-12-06 電子產品世界

  輸入共模電壓範圍(Vcm)對於包含了基帶採樣和高速ADC的通信接收機設計非常重要,尤其是採用直流耦合輸入、單電源供電的低壓電路。對於單電源供電電路,饋送到放大器和ADC的輸入信號應該偏置在Vcm範圍以內的直流電平,能夠消除放大器和ADC設計的一大屏障,因為不必在0V保持低失真和高線性度。

本文引用地址:http://www.eepw.com.cn/article/274418.htm

  直接下變頻結構的無線通信接收機通常採用差分、直流耦合方式與ADC連接。這種電路包含一個零中頻(ZIF)結構,具有一個RF正交解調器和雙通道基帶ADC。ZIF電路省去了多級IF下變頻器和SAW濾波器,因而受到了普遍歡迎。

  ZIF結構採用直流耦合方式主要基於以下原因:它們接收的同相(I)和正交(Q)基帶數據的帶寬擴展到了直流附近;另外,這種架構消除了RF下變頻器與高速ADC之間的大電容,同時也消除了耦合電容放電引起的上電延遲。

  從下列內容可明顯看出Vcm對於ADC的重要性:

  電源電壓(VDD)變化時, RF正交解調器提供給ADC的信號具有很寬的共模電壓範圍。

  超出ADC Vcm範圍的輸入共模電壓會產生諧波失真,從而降低動態範圍。適當的Vcm直流偏置有助於優化放大器和ADC的線性指標、減小失真、降低誤碼率(BER)。

  圖1所示電路中,U1簡化了射頻前端、放大器和ADC之間的直流耦合以及差分模擬接口。電路中使用了一片雙路、8位、40Msps ADC (U1)和兩片單電源供電的寬帶、四運放(U2-U3),為RF正交調製器(差分、直流耦合信號源)與高速ADC之間的模擬接口提供寬範圍的輸入共模電壓。ADC具有足夠高的信號與噪聲+失真比(SINAD)和無雜散動態範圍(SFDR),用於3.84MHz寬帶QPSK通信鏈路的檢波。須合理選擇U2和U3,以滿足SFDR和輸入共模範圍的要求。單電源3V供電時,U1的功耗是90mW。

  

 

  圖1. 高速ADC (U1)利用其COM輸出精確設置共模電壓。

  U1的直流共模輸出(COM,引腳1)、REFIN (引腳46)和REFOUT (引腳45)簡化了Vcm的轉換。COM提供VDD/2直流輸出,無論VDD怎樣變化,都能夠滿足U1輸入共模範圍的要求。REFIN和REFOUT通過分壓電阻R23-R24設置ADC的滿量程範圍,優化輸入放大器的SFDR和ADC動態範圍。

  U2和U3配置成直流耦合、差分輸入/輸出,具有14dB增益,給ADC提供1VP-P的滿量程輸入(FS)。為保證接收機的動態範圍要求,U2/U3放大器的SFDR需要比ADC的48.7dB SINAD提高10dB。U1的滿量程電壓由R23和R24設置:

  FS = R24 / (R23 + R24) x REFOUT (其中, = 2.048V)

  COM電壓(U1的引腳1)等於VDD/2,或1.5V (VDD = 3V)。這個電壓也等於U1的共模輸入範圍Vcm。當VDD隨溫度和電源電壓變化時,COM電壓和Vcm彼此保持一致。COM引腳可以供出5mA電流,可以根據需要設置系統其它電路的直流電平。當ADC關斷時,內部COM緩衝器也關斷,所以用它設置電平比連續工作的電阻分壓器更省電。

  圖1電路的典型應用是WCDMA接收機,每路ADC輸入是3.84Mcps碼率的一半。當U1以四倍的碼片速率進行過採樣時(Fclk = 15.36MHz),可以提供兩個好處:首先,過採樣簡化了抗混疊濾波器的設計,鏡頻達到13.44MHz和17.28MHz (FI = Fs ± Fa),超出兩倍頻程;其次,過採樣可以獲得6dB的處理增益:SNR=10log (Fs/2BW)。

  UI的數字輸出由OVDD = +1.8V決定,有助於降低功耗。+1.8V總線減小了數位訊號擺幅,因而降低了功耗:P = CV2F (8位總線的每一條),UI的數字輸出是復用的,允許一組8位總線連接兩路8位ADC。復用總線可以減少引腳數,節省電路板面積,降低數字ASIC的成本,並提高系統的可靠性。

  可以選擇其它晶片:MAX1185雙路、10位ADC,與MAX1196引腳兼容,均採用帶裸焊盤的7mm x 7mm、48引腳TQFP封裝。MAX1192是超低功耗、更小封裝的雙路、8位ADC,功耗為25mW/3V,採用5mm x 5mm、28引腳薄型QFN封裝。


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