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一、引言
在串行數據鏈路分析和評測使用的高速通信環境中，需要應用程式，在實時示波器的實時波形上執行建模、測量和仿真。針對從被測器件中採集波形使用的測試測量夾具和儀器，這些應用程式被設置成允許用戶加載電路模型。圖1顯示了這種鏈路的方框圖實例。
圖1. 可以使用S參數建模的串行數據鏈路系統示意圖。
S參數模型通常用於這些系統中。本文討論了S參數級聯涉及的問題，介紹了一種防止假信號以及典型零填充插補可能引起的插入額外脈衝的算法。
二、S參數測量
在 使用VNA或矢量網絡分析儀測量一個S參數集時，會在一個埠上放一個正弦波入射信號。為獲得反射係數，將測量反射的正弦波幅度和相位。所有其它埠必須 使用參考阻抗端接。反射信號與入射信號之比表示為S11、S22、S33……直到埠總數。對多個頻率，完成這一操作。對傳輸項，如某些配置中的S21， 將在埠1上放一個正弦波，在埠2上進行測量，反射信號與入射信號之比變成S21。對耦合項和其它傳輸項，將採用埠到埠測量的所有其它組合。這適用 於採用參考阻抗端接的所有其它埠，參考阻抗通常為50歐姆。這要求進行測量時，在所有反射和傳輸穩定後，正弦波要保持穩定狀態。
也可以使用TDR階躍發生器、時域反射計或時域傳輸TDT，在時域中測量和計算S參數。階躍中包含同時應用到被測器件的所有關心的頻率。與掃頻正弦測量相比，較低的SNR與TDR/TDT有關。這主要在較高頻率上，階躍信號擁有幅度較小的諧波。
頻率間隔和時間響應周期：
被 測S參數數據的頻率間隔決定著樣點數量，直到系統模型環境中表示時域波形的所需採樣率。頻率間隔越小，樣點數量越多，S參數集覆蓋的間隔越長。如果頻率間 隔太大，得到的時間間隔太短、響應還未能穩定，那麼就會發生假信號。這會導致時域信號被反轉到不正確的位置。頻域幅度響應表現是正確的，但頻域相位響應還 會顯示發生了假信號。確定時間間隔的公式如下：
其中：T是S參數集覆蓋的時間間隔，Δf是頻率間隔。這種倒數關係表明，覆蓋的間隔T越長，Δf越小。這會導致頻率解析度更加精細，進而導致頻域樣點數量提高，直到所需的採樣率頻率。
參數fs表示採樣率。覆蓋DC直到fs範圍的頻域樣點數量等於計算IFFT獲得時域響應時的時域樣點數。因此，在採樣率一定時，Δf越小，時間間隔越長。
級聯S參數和假信號：
S參數模塊級聯是串行數據鏈路仿真和分析環境中的一項關鍵操作。為了了解涉及的多個問題，看一下 圖5所示的級聯，其中3個模塊級聯在一起。每個模塊中的模型用電纜長度為1.69 m的一個S參數集表示。為計算系統測試點的傳遞函，必需把多個級聯的模塊組合成一個模塊。3個模塊中，每一個模塊的S參數相同。另外，我們假設轉換到時域 中的每個S參數集在時域中全面穩定。
如果沒有要用S參數插補，那麼最後級聯的S參數集覆蓋的時間間隔T將與每一個模塊相同。 因此，如果3個級聯模塊的總延遲大於各個模塊覆蓋的時間間隔，那麼將發生假信號。在時域中，假信號會導致脈衝響應特性發生在錯誤的時間位置，其時序可能會 顛倒。這源於時域中的相位假信號，其中相位矢量每次旋轉時會有不到兩個樣點。
級聯S參數實例：
為更詳細地說明問題，看一下有損耗的、均勻的1.69 m電纜的2埠S參數模型，其中在電路仿真器上產生了40歐姆的特性阻抗。間隔在50 MHz直到25GHz的S參數被保存到一個文件中。根據公式(1)，這個間隔對應的時間間隔為20 ns。
圖2. Z0特性阻抗為40歐姆的1.69 m電纜示意圖。
圖3. 單個1.69 m電纜模型的s11和s21 S參數圖。幅度(dB)對頻率(GHz)。
上面顯示了這個模型2埠S參數集的頻響圖。注意，S21在25 GHz時的衰減約為-6 dB。因此，如果這樣三條均勻的電纜級聯起來，得到的衰減在25 GHz時為-18 dB。
現在，我們把S參數矢量變換到時域，如下面圖4所示。這要創建從內奎斯特到採樣率的頻譜的復共軛部分，使用從DC直到1/2採樣率時內奎斯特值的S參數數據完成，然後計算IFFT。2埠S參數的時域版本將表示為t11、t12、t21和t22。
圖4. 單個1.69 m電纜模型S參數集的t11和t21時域圖。幅度對時間(ns)。
注意，在t21圖中，可以看到經過一條電纜的時延。延遲為7.971 ns。有多個來回反射到達埠2，但太小了、看不見。這條電纜的S參數的50MHz間隔導致總時間間隔T為20 ns。在表示經過電纜的7.971 ns插入延遲時，這足夠了。