基於FPGA的級聯H橋多電平變流器CPS-PWM觸發脈衝快速生成

1 引言

CPS-SPWM技術由於具有等效開關頻率高、輸出電壓諧波含量小、信號傳輸帶寬較寬及控制方法簡單等優良特性而被廣泛應用在級聯H橋多電平變流器中。

較典型的SPWM實現方法主要分為兩類：自然採樣法和規則採樣法，而規則採樣法通常存在對稱規則採樣和不對稱規則採樣兩種方法。文獻提出基於不對稱規則採樣法的GPS-SPWM實現方法，其結論為：相對於規則採樣法，採樣點和計算量增加了一倍；但變流器輸出電壓諧波含量卻大為減少，波形的不對稱性也有所改善。

本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/201706/348913.htm

在此闡述了級聯H橋多電平變流器的CPS-PWM脈衝生成時序。在此基礎上，提出一種應用於級聯H橋多電平變流器，基於不對稱規則採樣的CPS-SPWM觸發脈衝的快速、精確的生成方法。介紹了基於FPGA的級聯H橋多電平變流器的CPS-PWM觸發脈衝快速生成的實現方法。

2 CPS-SPWM觸發脈衝的生成時序

級聯H橋型多電平變流器的單相主電路結構如圖1所示，為分析方便，取級聯單元數N=5。元左、右橋臂上、下IGBT開關器件；ux為各單元交流側輸出電壓；u為級聯裝置單相輸出總電壓；Udc為各單元直流側電壓。裝置採用基於CPS-SPWM的單極性開關調製方法，各單元載波urx相互錯開時間Ts=Tc／(2N)，其中Tc為載波周期。

各單元的脈衝生成時序如圖2所示。urx的相位與urx-相差180°，分別用來形成功率單元x的VTx1和VTx4的觸發脈衝；us為SPWM調製波。

如圖所示，在tn時刻(n=1，…，10；Ts為一個採樣周期，tk+1-tk=Ts)採樣調製波us，根據不同的採樣方法，依次生成SPWM觸發脈衝Px1，Px4，分別對應觸發VTx1和VTx4；VTx2，VTx3的觸發脈衝Px2，Px3分別與Px1，Px4相反，實際應用中加死區延時。
實際應用中，載波並不以具體波形存在，而代之以雙向計數器。這裡定義計數器Tx1和Tx4分別對應載波urx和urx-；另設Tx1CMP和Tx4CMP分別為Tx1和Tx4的比較寄存器。

3 CPS-SPWM觸發脈衝快速生成原理

不對稱規則採樣方法是指在一個載波周期中的峰、谷各採樣一次調製波，如圖3所示。在t1時刻採樣us，計算佔空比並加載至T11CMP，在t2時刻T11開始增計數，當比較匹配時形成P11的下降沿；在t6時刻再次採樣us，計算佔空比並更新T11CMP，在T11上溢時刻開始減計數，當比較匹配時形成P11下一個脈衝的上升沿。

可見，依據此種方法生成的觸發脈衝，較理論上的脈衝延時亦僅為一個Ts，且由於在一個載波周期中兩次採樣正弦調製波，精度較高。該方法主要缺點是提高了採樣頻率，增加了計算工作量。但對於如圖2所示的級聯功率單元的觸發時序而言，該方法既沒有提高採樣頻率，又沒有增加計算量，具體分析如下：

根據圖3，對於生成同一個觸發脈衝，如P11，分別在t1和t6時刻都進行了採樣，脈衝生成的採樣頻率比對稱規則採樣法高出了1倍。但實際上，參照圖2所示的級聯單元脈衝生成時序，t6時刻也對應觸發脈衝P14生成的採樣時刻，因此，總體而言，採樣頻率沒有提高，只是同一採樣時刻要進行兩個佔空比值的計算，如t6時刻，分別要計算P14，P11的佔空比D14，D11。只要證明此時D14等於D11即可說明該方法無需增加計算量，證明如下：設TW11=D11Tc，TW14=D14Tc，顯然存在：(Tc-TW11)／2=(Tc-TW14)／2，解得TW11=TW14，也即D11=D14，由此可知，任何採樣時刻僅需進行一次佔空比計算，而無需增加額外的計算量。

P11和P14生成過程及時序為如圖4所示。在t1時刻，採樣us並計算D11(D14)，並加載到T11CMP和T14CMP，當下一個同步信號到達即t2時刻清零T11開始增計數，生成P11的下降沿；同時，重載T14並開始減計數，生成P14的上升沿。同理，在t6時刻，採樣us計算D14(D11)，並加載到T14CMP和T11CMP，在t7時刻分別清零T14開始增計數，重載T11並開始減計數，生成P14的下降沿和P11的上升沿。

參照圖2，整個級聯單元的脈衝生成時序為：
①t1，t2，t3，t4，t5時刻採樣依次生成的SPWM觸發脈衝為：P11↓(下降沿)和P14↑(上升沿)，P21↓和P24↑，P31↓和P34↑，P41↓和P44↑，P51↓和P54↑；
②t6，t7，t8，t9，t10時刻採樣依次生成的SPWM觸發脈衝為：P14↓和P11↑，P24↓和P21↑，P34↓和P31↑，P44↓和P41↑，P54↓和P51↑。

4 觸發脈衝快速生成的實現方法

為充分發揮上述級聯H橋變流器CPS-SPWM觸發脈衝快速生成方法的優越性，採用規模大、集成度高、可靠性強、編程靈活的FPGA晶片EP2C20／EP2C5，來完成觸發脈衝生成及其他包括分配、傳輸、驅動、邏輯綜合與控制等功能。

實際工程中，觸發脈衝生成由兩部分組成，即頂層觸發監控模塊、底層脈衝生成模塊，兩模塊之間採用光纖通訊模式，具體闡述如下：

(1)頂層觸發監控模塊 觸發監控模塊主要負責觸發脈衝佔空比、同步信號、控制命令、底層控制參數等信息的下發；採集處理底層控制系統的功率單元運行狀態以及邏輯綜合、故障處理等任務，控制結構原理如圖5所示。

通信模塊(2)是整個觸發監控系統中的關鍵性環節，主要承擔的任務有：①接收模塊(1)的解碼控制命令，判斷命令類型；②同步信號的編碼、下發；③接收底層控制系統上傳的各功率單元運行狀態信息，存儲到RAM2相應存儲單元中並傳輸到故障處理模塊；接收故障模塊向底層控制系統發出的故障處理命令。

(2)底層脈衝生成模塊 底層脈衝生成模塊除負責脈衝生成、驅動控制任務外，還擔負著整個功率單元的通信和故障處理任務。該模塊主要由脈衝生成單元、通信單元及IPM驅動接口電路等幾部分組成。脈衝形成單元負責CPS-SPWM觸發脈衝的生成任務。脈衝生成的原理在前文中已經作了詳細的介紹，這裡將重點介紹各功率單元的底層控制系統脈衝生成的過程，如圖6所示。

脈衝形成單元主要由載波形成模塊和比較模塊兩大部分組成：載波形成模塊用來形成三角載波。比較模塊的主要任務是生成IGBT觸發脈衝。即將存放在Tx1CMP／Tx4CMP中的佔空比數據與Tx1／TX4中的載波數據進行比較，輸出PWM觸發脈衝。需要說明的是，Tx1CMP／Tx4CMP中的數據在對Tx1／Tx4進行清零或重載的同時，進行數據更新(重載)。

5 實驗

實驗模型參照圖1，直流側電壓Udc=90 V，載波頻率1／Tc=1．28 kHz，採樣周期Ts=78．125μs。脈衝傳輸採用編碼方式，傳輸延時Ttr≈5μs。實驗波形如圖7所示。

圖7a，b分別為基於對稱和不對稱規則採樣法的輸出電壓u及調製波us的波形。可見，基於對稱規則採樣法的u滯後us約5 ms；而基於不對稱規則採樣法的u滯後us約3 ms，具有較快的生成速度。

6 結論

理論分析和實驗結果表明：此處所述基於不對稱規則採樣法的CPS-SPWM脈衝生成方法，相對基於對稱規則採樣法的CPS-SPWM脈衝生成方法，既沒有增加採樣頻率，也沒有增加計算工作量，具有較快的生成速度。此外，由於採用了基於FPGA的CPS-SPWM脈衝生成的實現方法，為上述CPS-SPWM脈衝的快速生成提供了重要保障。