一款實用高性能開關電源的設計與實現

2020-11-23 電子產品世界

摘要：採用有源功率因數校正(APFC)及同步整流技術設計了一款實用反激式開關電源裝置。樣機實驗結果表明，所設計的APFC開關電源的功率因數達到0.952~0.989,整個電源系統的效率高於85.8%,且總諧波電流畸變率3.75%,電磁汙染程度較低，因而此裝置具有實用推廣價值。

本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/176629.htm

0 引言

隨著電子信息產業技術的快速發展，開關電源裝置得到了廣泛的應用。但傳統開關電源也存在對電網造成汙染以及工作效率低等問題，因此運用新技術改善開關電源性能已經成為目前國內外業界的研究熱點，而且在開關電源設計中通過功率因數校正(PowerFactorCorrection—PFC)技術降低電磁汙染及利用同步整流技術提高效率的研發途徑尤其受到重視。文獻[2]、[3]專題研討了有源功率因數校正(APFC)技術;文獻[4]綜述了單相併聯式技術的最新發展;文獻[5]、[6]分別優化設計了帶負載電流反饋、單開關、並聯式PFC晶片的AC/DC變換器和升壓式PFC變換器。但上述文獻研製的電源系統效率只有80%左右，且未見相關電源系統整機實驗測試的報導。

本文以降低開關電源功耗和電磁汙染為出發點，將PFC技術、準諧振DC/DC變換與同步整流技術相結合，設計並製作了一款高效低電磁汙染的「綠色」開關電源裝置，既獲得了較高的功率因數，改善了對電網的影響，又顯著提高了工作效率，且控制簡單，具有一定的應用價值。

1 開關電源總體設計方案

開關電源的總體結構如圖1所示，它主要由220V交流電壓整流及濾波電路、功率因數校正電路、DC/DC變換器三大部分組成。

220V交流電經整流供給後級功率因數校正器。

採用Boost型功率因數校正電路來提高電源的輸入功率因數，同時降低了諧波電流，減小了諧波汙染。圖1中功率因數校正PFC的輸出為一直流電壓UC,通過DC/DC變換可將這一電壓變換成所要求的兩輸出直流電壓Uo1(12V)和Uo2(24V)。通過輸出直流電壓Uo1(12V)的採樣來控制APFC和24V變換器的工作。

為了改善開關電源的性能，本電源實際製作時還增加了一些附屬電路(圖1中未全示出)。一是保護電路，可防止負載本身的過壓、過流或短路;二是軟啟動控制電路，它能保證電源穩定、可靠、有序地工作，防止啟動時電壓電流過衝;三是浪湧吸收電路，可防止因浪湧電壓電流而引起輸出紋波峰-峰值過高、高頻輻射和高次諧波的產生。

2 關鍵技術及核心器件選擇

本電源系統設計的關鍵是在整流濾波器和DC/DC變換器之間加入了功率因數校正電路，使輸入電流受輸入電壓嚴格控制，以實現更高的功率因數;採用同步整流技術以減少整流損耗，提高DC/DC變換效率;選用反激式準諧振DC/DC變換器既能增強對輸入電壓變化的適應能力，又可降低工作損耗。

2.1APFC晶片及控制方案

電源系統中選用性能優良的Infineon(英飛凌)公司的APFC晶片TDA4863,所設計的功率因數校正主電路及元器件參數見圖2,開關管VT1選用增強型MOSFET。具體控制方案為：從負載側A點反饋取樣，引入雙閉環電壓串聯負反饋，以穩定DC/DC變換器的輸入電壓和整個系統的輸出電壓。

2.2準諧振DC/DC變換器

DC/DC變換器的類型有多種。本設計方案選擇隔離式，可以保證用電安全。隔離式DC/DC變換形式又可進一步細分為正激式、反激式、半橋式、全橋式和推挽式等。其中半橋式、全橋式和推挽式通常用於大功率輸出場合，它們激勵電路複雜，實現起來較困難，而正激式電路和反激式電路則簡單易行。但由於反激式比正激式更適應輸入電壓有變化情況，且本電源系統中PFC輸出電壓會發生較大的變化，故本設計中的UC/Uo變換採用反激方式，有利於確保輸出電壓的穩定不變。

普通反激型(flyback)變換器在MOSFET開通時的漏極電壓一般較高，這就增加了MOSFET的開通損耗。本設計採用ONSMEI(安森美)公司的準諧振型PWM驅動晶片NCP1207,它始終保持在MOSFET漏極電壓最低時開通，改善了開通方式，減小了開通損耗。

圖3是利用NCP1207晶片設計的反激變換器電路，其工作原理為：PFC輸出直流電壓UO一路直接連接變壓器初級線圈L1,另一路經電阻R3連接到NCP1207高壓端8腳，使電路起振工作，形成軟啟動電路;5腳輸出驅動脈衝開通開關管VT,L1存儲能量。

當驅動關閉時，線圈L2和L3釋放能量，次級經整流濾波後供電給負載。輔助線圈L3釋放的能量一部分經整流濾波供電給VCC,形成自舉電路，另一部分經電阻R1和R2分壓後送到1腳，來判斷VT軟開通時刻;光耦P1反饋來自輸出電壓的信號，經電阻R7和電容C2組成積分電路濾波後送入2腳，以調節輸出電壓的穩定，此為電壓反饋環節。電阻R6取樣主電流信號，經串聯電阻R5和電容C4組成積分電路濾波後送入3腳，此為電流反饋環節。電容C6起到兩個作用：一是緩衝開關管VT的關斷;二是與初級線圈形成諧振使變壓器磁心恢復。

2.3同步整流技術

電源系統採用電流驅動同步整流技術[8]。基本思路是通過使用低通態電阻的MOSFET代替DC/DC變換器輸出側的整流二極體工作，可以很大限度地降低整流損耗，即通過檢測流過自身的電流來獲得MOSFET驅動信號，VT在流過正向電流時導通。而當流過自身的電流為零時關斷，使反相電流不能流過VT,故MOSFET與整流二極體一樣只能單向導通。與電壓型同步整流技術相比，電流驅動同步整流技術對不同的變換器拓撲結構適應性好。

選擇同步整流管主要是考慮管子的通態電流要大，通態電阻小，反向耐壓足夠(應按24V時變壓器次級變換反向電壓計算)，且寄生二極體反向恢復時間則要短。經對實際電路的分析計算，選用Onsemi公司生產的MTY100N10E的MOSFET管，其耐壓電壓為100V,通態電流為100A,通態電阻為11m!,反向恢復時間為145ns,開通延遲時間和關斷延遲時間分別為48ns和186ns,能滿足系統工作要求。

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