移相控制全橋ZVS―PWM變換器的分析與設計

2020-11-25 電子產品世界

摘要：闡述了零電壓開關技術(ZVS)在移相全橋變換器電路中的應用。分析了電路原理和各工作模態，給出了實驗結果。著重分析了主開關管和輔助開關管的零電壓開通和關斷的過程廈實現條件。並且提出了相關的應用領域和今後的發展方向。
關鍵詞：零電壓開關技術；移相控制；諧振變換器

0 引言
上世紀60年代開始起步的DC／DC PWM功率變換技術出現了很大的發展。但由於其通常採用調頻穩壓控制方式，使得軟開關的範圍受到限制，且其設計複雜，不利於輸出濾波器的優化設計。因此，在上世紀80年代初，文獻提出了移相控制和諧振變換器相結合的思想，開關頻率固定，僅調節開關之間的相角，就可以實現穩壓，這樣很好地解決了單純諧振變換器調頻控制的缺點。本文選擇了全橋移相控制ZVS-PWM諧振電路拓撲，在分析了電路原理和各工作模態的基礎上，設計了輸出功率為200W的DC／DC變換器。

1 電路原理和各工作模態分析
1．1 電路原理
圖1所示為移相控制全橋ZVS―PWM諧振變換器電路拓撲。Vin為輸入直流電壓。Si(i=1．2．3，4)為第i個參數相同的功率MOS開關管。Di和Gi(i=l，2，3，4)為相應的體二極體和輸出結電容，功率開關管的輸出結電容和輸出變壓器的漏電感Lr作為諧振元件，使4個開關管依次在零電壓下導通，實現恆頻軟開關。S1和S3構成超前臂，S2和S4構成滯後臂。為了防止橋臂直通短路，S1和S3，S2和S4之間人為地加入了死區時間△t，它是根據開通延時和關斷不延時原則來設置同一橋臂死區時間。S1和S4，S2和S3之間的驅動信號存在移相角α，通過調節α角的大小，可調節輸出電壓的大小，實現穩壓控制。Lf和Cf構成倒L型低通濾波電路。

圖2為全橋零電壓開關PWM變換器在一個開關周期內4個主開關管的驅動信號、兩橋臂中點電壓VAB、變壓器副邊電壓V0以及變壓器原邊下面對電路各工作模態進行分析，分析時時假設：

(1)所有功率開關管均為理想，忽視正向壓降電壓和開關時時間；
(2)4個開關管的輸出結電容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs為常數；
(3)忽略變壓器繞組及線路中的寄生電阻；
(4)濾波電感足夠大。

1．2 各工作模態分析
 (1)原邊電流正半周功率輸出過程。在t0之前，Sl和S4已導通，在(t0一t1)內維持S1和S4導通，S2和S3截止。電容C2和C3被輸入電源充電。變壓器原邊電壓為Vin，功率由變壓器原邊傳送到負載。在功率輸出過程中，軟開關移相控制全橋電路的工作狀態和普通PWM硬開關電路相同。
(2)(t1一t1′)：超前臂在死區時間內的諧振過程。加到S1上的驅動脈衝變為低電平，S1由導通變為截止。電容C1和C3迅速分別充放電，與等效電感(Lr+n2Lf)串聯諧振，在諧振結束前(t2之前)，使前臂中心電壓快速降低到一0．7V，使D3立即導通，為S3的零電壓導通作好準備。
(3)(t1′一t3)：原邊電流止半周箝位續流過程。S3在驅動脈衝變為高電平後實現了零電壓導通，由於D3已提前提供了原邊電流的左臂續流迴路，雖然兩臂中點電壓為零，但原邊電流仍按原方向繼續流動，逐步衰減。
(4)(t3-t4)：S4關斷後滯後臂諧振過程，t3時加到S4的驅動脈衝電壓變為低電平，S4由導通變為截止，原邊電流失去主要通道。C4和C2開始充放電，與諧振電感Lr串聯諧振。D2導通續流，為S2的零電壓導通作好準備。原邊電流以最大變化率從正峰值急速下降。
(5)(t4一t5)：電感儲能回送電網期。t4時刻D2已導通續流，下衝的電流經D2返回到電源EC，補償了電網在全橋電路上的功耗。滯後臂死區時間應該在該時間段內結束。原邊電流下衝到零點。
(6)(t5一t6)：原邊電流下衝過零後開始負向增大。S2和S3都已導通，形成新的電流迴路，開始新的功率輸出過程。但副邊兩整流二極體正是同時導通和急劇變換的過程，副邊電壓被箝位在低電平，出現佔空比丟失過程。因此滯後臂死區時間設計是關鍵。
各時段工作模態等放電路如圖3所示，圖3中未畫出變壓器副邊電路。

2 關鍵參數設計
2．1 死區時間設計
該變換器一個周期內有兩個關鍵的死區時間，這兩個死區時間的設計會影響到主開關管的電壓應力限制和ZVS的實現。為了保證每個主開關管上電壓應力為輸入電壓的一半，S1要比S3提早關斷tdeadF1，S4要比S2提早關斷tdead2。如果4個開關管的輸出結電容COSS1～COSS4是一樣的，從理論上講只要tdead>0就可以了。但實際上4個開關管的輸出結電容不可能完全一致，同時為了保證可靠，此區時間的設置應該滿足如下的條件：S1上的電壓到達Vin/2，也就是D1已經導通；同樣，S4上的電壓到達Vin／2，也就是D4已經導通，雖然4個開關管的輸出結電容會有差異，但是在用上述方法設計時，可以把COSS1～COSS4看作是器件手冊裡給定的參數。假定都是COSS，要滿足上述條件，死區時間的設計應滿足如下不等式。


S2和S4的零電壓是由激磁電感上的激磁電流在tdead2時間段對S3的結電容充電，同時塒S2和S4的結電容放電來實現的。實際上，死區時間不可能設計得很大。在原邊電流上衝過零點之前，結束tdead2讓S4開通，以實現主動功率丌關管的零電壓開通。若tdead2太長，原邊電流過零反向流動之後，將難以實現零電壓開通。因此滯後臂的ZVS條件可表示為


由此可見，根據上面的設計方法，兩個死區時間的設計表達式是相同的。

由於
式中：n為變壓器的變比；
Lm為變壓器初級電感量；
fs為開關頻率。
將式(3)代入式(1)和式(2)，可以得到兩個死區時間的統一設計式

2．2 諧振參數的設計
諧振參數的設計是諧振變換器設計中非常重要的一環，該諧振參數的設汁可以按下面推薦的方法來設計。
首先根據變換器輸入輸出電壓來計算出變壓器的變比n，其計算公式如下。


式中：VOmin為輸出直流電壓：
VD為輸出整流二極體的通態壓降；
VIf為輸出濾波電感上的直流壓降；
Dsecmax為副邊佔空比。
根據期望的諧振電容的最大應力VCmax，來設計諧振電容的大小，其計算公式如下。


式中：Tmax為最大開關周期。
再根據LC振蕩頻率fs來設計諧振電感Ls的大小，其計算公式如下。


Ls的選擇也涉及到很多問題，取大些可有效地抑制原邊電流急劇變化引起的寄生振蕩，降低開關損耗；但過大義延長了佔空比丟失時間，使整機的效率明顯降低。如取小些，負載電流最大時仍能控制移相穩定，提高電源效率，但過小，雖然佔空比丟失最小，但增大開關損耗，加劇了開關管的溫升，降低了電源的可靠性。


3 實驗結果
根據以上方法設計和製作了200W移相全橋諧振ZVS變換器實驗樣機，其主要參數如下：
輸入直流電壓Vin為280～550V；
輸出直流電壓Vo為24V；
輸出電流Io為O~8.33A；
開關頻率fs為200kHz；
4個主開關管為IRFPG40；
驅動控制晶片為UC3875；
MOSFET驅動晶片採用了MIC4420；
輸出整流二極體為MUR3020；
輸出濾波電感Lf為19.8μH；
輸出濾波電容Cf為1800μF；
諧振電感Lr為28μH。
圖4示出了電路的脈衝驅動波形和主開管兩端所測脈衝波形。

4 結語
本文在移相全橋ZVS電路拓撲基礎之上，根據等效電路模捌，分析了諧振電路在各時序工作模態下的電路原理。變換器的兩個死區時間也合理設計來保證開關管的開關應力，同時滿足各個開關管的ZVS實現條件。諧振參數的設計可以按推薦的方法次序來設計。

發展諧振技術可以提高開關頻率、降低開關損耗、減少開關裝置的體積和重量。因此更通用的諧振變換拓撲結構、諧振元件的集成化、諧振拄制技術將是今後發展的主要方向。

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