電源變換器中電流模式和電壓模式間的相互轉化

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本文先簡單的介紹了電流模式和電壓模式的工作原理和這兩種工作模式它們各自的優缺點；然後探討了理想的電壓模式利用輸出電容ESR取樣加入平均電流模式和通過輸入電壓前饋加入電流模式的工作過程。也討論了電流模式在輸出輕載或無負載時，在使用大的電感或在佔比大於0.5加入斜坡補償後，系統會從電流模式進入電壓模式工作過程。

目前，電壓模式和電流模式是開關電源系統中常用的兩種控制類型。通常在討論這兩種工作模式的時候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。電流模式具有動態響應快、穩定性好和反饋環容易設計的優點，其原因在於電流取樣信號參與反饋，抵消了由電感產生的雙極點中的一個極點，從而形成單階的系統；但正因為有了電流取樣信號，系統容易受到電流噪聲的幹擾而誤動作。電壓模式由於沒有電流取樣信號參與反饋，系統也就不容易受到電流噪聲的幹擾。

然而，在實際的應用中，通常看似為電壓模式的開關電源系統，即系統沒有使用電流取樣電阻檢測電流信號，但也會採用其它的方式引入一定程度的電流反饋，從而提高系統動態響，如：利用輸出電容ESR取樣加入平均電流模式，通過輸入電壓前饋加入電流模式。另一方面，看似為電流模式的開關電源系統，在輸出輕載或無負載時，系統會從電流模式進入電壓模式。在使用大的電感時，或在佔比大於0.5加入斜坡補償後，系統會從電流模式向電壓模式過渡。本文將討論這些問題，從而幫助工程師在遇到系統不穩定的時候從理論上分析，找到解決問題的辦法。

電壓模式的工作原理

電壓模式的控制系統如圖1所示。反饋環路只有一個電壓環，電壓外環包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端VFB，反饋環節連接到VFB和電壓誤差放大器的輸出端VC.輸出電壓微小的變化反映到VFB管腳，VFB管腳電壓與參考電壓的差值被電壓誤差放大器放大，然後輸出，輸出值為VC.

電壓誤差放大器輸出連接到PWM比較器的同相端，PWM比較器的反相端輸入信號為斜波發生器的輸出的連續鋸齒波，由時鐘同步信號產生。

每一個開關周期開始時，PWM比較器的反相端電壓為0，PWM比較器輸出為高電平，高端的主MOSFET導通，電感所加的電壓為正，電感激磁，電流線性上升；PWM比較器的反相端電壓所加的電壓為時鐘同步信號產生的鋸齒波，電壓從0開始上升。

當PWM比較器的反相端電壓增加到等於電壓誤差放大器輸出電壓VC時，PWM比較器輸出從高電平翻轉，輸出低電平，高端的主MOSFET關閉，低端的同步MOSFET或續流二極體導通，電感所加的電壓為負，電感去磁，電流線性下降。下一個開關周期開始的時鐘同步信號到來時，主MOSFET又導通，如此反覆。

從電壓模式工作原理可以看到，系統沒有內置的限流功能保護電路，同時對輸入和輸出的瞬變響應緩慢。為了提高系統的可靠性，需要外加限流保護電路，注意到限流保護電路只起限流的作用，並不參與系統的內部的反饋調節。

圖1：電壓模式的控制系統圖

電壓模式為單反饋環控制系統，環路增益是輸出電容ESR的函數，因此反饋補償設計比較複雜，需要更多額外的器件仔細設計補償環路，來優化負載瞬態響應。另外，需要電解電容或鉭電容穩定控制迴路以維持良好的高頻響應；在相同均方根工作電流的需求下，相同電容值的電解電容或鉭電容比陶瓷電容的體積更大，同時輸出電壓的波動也更大。同時，由於環路的增益是輸入電壓的函數，需要輸入電壓前饋。用於限流控制的電流檢測緩慢不準確。如果多個電源和多個並聯相位操作，需要外部電路進行均流控制。另一方面，由於電流信號不參與反饋，系統不會受到電流噪聲的幹擾。

電壓模式的反饋設計通常取穿越頻率為1/5-1/10的開關頻率。環路補償採用III類補償網絡：3個極點和2個零點[1].2個零點安排在L-C諧振雙極點附近，以抵消雙極點產生的相位延遲；低頻積分電路用以提高的低頻直流增益；2個高頻極點以產年高頻噪聲衰減，保證在0dB穿越頻率以上環路增益保持下降。

電流模式的工作原理

電流模式的控制系統如圖2所示。在電流模式的結構中，反饋有二個環路：一個電壓外環，另一個是電流的內環。電壓外環包括電壓誤差放大器，反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端VFB，反饋環節連接到VFB和電壓誤差放大器的輸出端ITH.若電壓型放大器是跨導型放大器，則反饋環節連接到電壓誤差放大器的輸出端ITH和地。目前，在高頻DCDC的應用中，跨導型放大器應用更多。本文就以跨導型放大器進行討論。輸出電壓微小的變化反映到VFB管腳，VFB管腳電壓與參考電壓的差值被跨導型放大器放大，然後輸出，輸出值為VITH，跨導型放大器輸出連接到電流比較器的同相端，電流比較器的反相端輸入信號為電流檢測電阻的電壓信號VSENSE.由此可見，對於電流比較器，電壓外環的輸出信號作為電流內環的給定信號。對於峰值電流模式，工作原理如下：在時鐘同步信號到來時，高端的主開關管開通，電感激磁，電流線性上升，電流檢測電阻的電壓信號也線性上升，由於此時電壓外環的輸出電壓信號高於電流檢測電阻的電壓，電流比較器輸出為高電壓；當電流檢測電阻的電壓信號繼續上升，直到等於電壓外環的輸出電壓信號時，電流比較器的輸出翻轉，從高電平翻轉為低電壓，邏輯控制電路工作，關斷高端的主開關管的驅動信號，高端的主開關管關斷，此時電感開始去磁，電流線性下降，到一個開關周期開始的時鐘同步信號到來，如此反覆。

圖2：電流模式的控制系統圖

電流模式的Buck變換器需要精密的電流檢測電阻並且這會影響到系統的效率和成本，但電流模式有更多的優點：①反饋內在cycle-by- cycle峰值限流；②電感電流真正的軟起動特性；③精確的電流檢測環；④輸出電壓與輸入電壓無關，一階的系統容易設計反饋環，動態響應快、系統的穩定餘量大穩定性好，增益帶寬大，即便是輸出只用陶瓷電容，也容易設計補償，補償管腳只用簡單RC網絡就能對輸出負載瞬態作出穩定響應；⑤精確、快速的電流均流，易實現多相位/多變換器的並聯操作得到更大輸出電流；⑥允許大的輸入電壓紋波從而減小輸入濾波電容，提高了輸入的功率因素；輸出允許用陶瓷電容，因此這種模式更省空間、省成本、體積更小、價格更便宜。但是，峰值電流模式中佔空比大於50%時，系統的開環不穩定，產生次諧波振蕩；而且系統會受到電流噪聲的幹擾而誤動作。

理想的電壓模式向電流電模式轉化

3.1 1理想電壓模式中輸出電容ESR取樣形成的平均電流模式理想的電壓模式

在一定的反饋網絡參數下，很難在整個電壓輸入範圍和輸出負載變化範圍內都能穩定的工作。輸出負載變化可以通過加大輸出電容同時使用ESR值大的電容來優化其動特性，儘管這樣做導致系統的成本和體積增加，同時增大輸出的電壓紋波。通常，從直觀上理解，輸出電容ESR和輸出電容形成一個零點，對於電流模式，這個零點不是必需的，因為電流模式是單階的系統，而且這個零點導致高頻的增益增加，系統容易受到高頻噪聲的幹擾。所以電流模式或者使用ESR極低的陶瓷電容，使ESR零點提升到更高的頻率，就不會對反饋系統產生作用，或者再加入一個極點以抵消零點在高頻段的作用，加入極點的方法就是在ITH管腳並一個對地的電容。

電壓模式是LC形成的二階系統，這個零點的引入可以一定的程度上抵消LC雙極點的一個極點，使其向單階系統轉化。ESR越大，作用越明顯。因此電壓模式輸出電壓通常使用ESR大的電容。

另一方面，注意到，輸出電壓為：

VCO為輸出電容的容抗上的電壓，？IL為電感的紋波電流，？IL=α？Iout，α為電流紋波係數，一般取0.2 ~ 0.4.

輸出電壓的小信號值為：