我於幾年前寫了4篇文章，講述功率放大器的設計，面向工程應用，理論聯繫實際，通過大量詳實具體的電路實驗，通俗易懂地介紹音頻功率放大器的設計理念與製作細節，並以大量的電路資料向讀者展現功率放大電路「從小到大，由簡至繁」的演化過程，充滿了關於音頻功放設計的真知灼見——這是第4篇——差動輸入級音頻功率放大器分析與測試。
上一講，我們介紹了「差動輸入級音頻功率放大器分析與測試」，在那個電路裡，若能保證差分對精確的直流平衡，則可大大減小2次諧波失真。然而，這個「精確的直流平衡」是筆者精心挑選元件、合理設計參數的結果，這種平衡也不太靠譜，因為它很容易受環境溫度的影響。若差分對的集電極電流有少許不平衡，就會導致2次諧波失真大大增加。
1、用鏡像恆流源作為差動放大器的集電極負載
為了對比，這裡畫出3種不同類型的輸入級電路，複雜程度按次序遞增。
圖1（a）所示的輸入級，按普通估算方法選定為1kΩ（差分對尾巴電流約為600μA），則受減輕VT2的集電極負載必須取10kΩ這樣的較高阻值。為得到想像中的平衡，對管VT3的集電極負載也取10kΩ。實際的結果是電路很不平衡，差分對集電極電流嚴重不對稱，產生了大量本可避免的2次諧波失真，如圖2所示的曲線a就是此電路的實測失真。
（a）不良的輸入級設計 （b）較好的輸入級設計 （c）最佳的輸入級設計
為了認識直流平衡的重要性，把差分對的集電極負載改為阻值較小一些，如圖1（b）所示，把差分對集電極電阻R5、R6均改為2kΩ。因R5的壓降被激勵管VT4的發射結鉗位約0.6V，故流過R的電流約為273μA（≈0.6V/R5=0.6V/2.2kΩ）；再考慮VT4的基極大概需要十幾至二十幾微安的電流，則流過R5的電流也大約為300μA。如此一來，差分對的集電極電流就基本平衡了。就是這麼簡單的修改卻產生了驚人的變化，失真的測量結果如圖2中的曲線b。
（曲線a：集電極電阻為10k，輸入級不平衡；曲線b：集電極電阻為2.2k，輸入級的平衡尚可接受；曲線c：使用鏡像電流源負載，輸入級精確平衡）
順便提一下，在曲線a與曲線b之間還有一條曲線，它代表為4.7k的失真狀況，比曲線a的失真起頻點延後，但比曲線b的失真起頻點明顯超前一些，且幅度也大。
為了獲得精確的電流平衡，把圖1（b）的差分對集電極電阻修改成圖1（c）所示的鏡像電流源結構。因VT4與VT5特性相同、發射結壓降相等，故R5、R6壓降也相等，VT4與VT5的集電極電流相等，迫使差分對電流達到很接近的相等。這個電路能獲得良好的削減2次諧波失真能力，大幅改善失真的效果如圖2的曲線c。由於差分對的集電極電流相等，基極電流也相等（默認β相同），因此輸入級的直流失調也更小。
對於同樣的輸入電壓，採用圖1（c）所示的輸入級，輸出電流是圖1（b）的2倍，但仍然遵從雙曲正切函數的轉移特性規律。由於失真特性依從於輸入電壓，所以這個2倍電流輸出是在同一失真水平下得到的。換句話說，我們將輸入電壓減半就可以得到同樣的輸出，這樣失真就降為原來的1/4（由它那精確平衡的差分對產生，只含有3次諧波）。
關於「使用鏡像電流源負載的輸入級的輸出電流是電阻負載的2倍」解釋如下：
由於電路的對稱性，當有差模電壓輸入時，Δic2=-Δic3，又Δic3≈Δic5（忽略VT4、VT5的基極電流），Δic4=Δic5（因為R5=R6），因而Δic4≈-Δic2，所以激勵管VT6的基極電流ΔiB6=Δic2-Δic4≈2Δic2，輸出電流加倍，當然會使激勵級電壓放大倍數增大。
鏡像電流源還對共模信號起抑制作用，當共模信號輸入時Δic2=Δic2，由於R5=R6，Δic4=Δic5≈Δic3（忽略基極電流）；ΔiB6=Δic2-Δic4≈0。可見，共模信號基本不會傳遞到下一級，鏡像電流源的引入提高了整個電路的共模抑制比。
使用鏡像電流源負載的另一個令人高興的結果是，放大器的轉換速率大致提高了1倍，因為輸入級的輸出電流全部傳送給密勒電容Cdom（跨接在激勵管的b-c極間的小電容），沒有像圖1（b）那樣，有一半輸出電流浪費在VT3的集電極負載上。
2、輸入級的恆定跨導變換
即使輸入級使用鏡像電流源負載，但我們仍覺得高頻失真需進一步減少。它的失真一旦從本底噪聲中顯露出來後，就以每2倍頻程增大至原來8倍的速率（即18dB/oct）上升，因此應儘可能把它顯露的位置推到更高的頻率。
由跨導公式gm=-I/UT（式中，UT是熱電勢，常溫時UT=26mV），增大差動級的尾巴電流能提高跨導，然後在差分對發射極串接電阻，利用本級負反饋將最後得到的跨導恢復至增大尾巴電流前的值（如果不恢復原值，就須同比例地增大才能保持相同的穩定裕度）。這一小伎倆儘管是輕而易舉的，但有效地改善了輸入級的線性與寬度。電晶體的非線性是因為管子內部的發射極等效電阻造成的，增大就是為了減小這個電阻，然後用取代減小的部分。
圖3（a）的跨導為19.2mA/V（≈1mA/），每隻管子的為0.5mA，故差分對發射極內部等效電阻為52Ω（=26mV/0.5mA）。改進電路如圖3（b）所示，為1.2mA，因此為21.6Ω（=26mV/1.2mA）。為了減小跨導保證返回原值，需要串接的發射極電阻為30.4Ω，取就近值30Ω。因為21.6Ω+30Ω≈52Ω。此電路的失真由0.32%下降至0.032%，得到了一個極有價值的線性化效果，並且使得整臺放大器的高頻失真改善了約5倍。只要電路保持平衡，失真成分仍全部是可見的3次諧波。由於電流不適宜增大太多， 按電流倒數下降的程度有限，電路性能的改善也就只能達到這種程度。這種電路被Douglas Self命名為「恆跨導衰減」（Constant- degeneration）負反饋，但亦未必非常貼切。
（在保持跨導不變的情況下，將輸入級工作電流增大1倍，失真大約下降為原來的1/10）
這個電路靜態電流增大1倍，轉換速率也因此得益，理論上可以由原來約10V/μs提升至20V/μs（此時為100pF）。這樣一個幾乎不花成本的小改動就罕有地發揮出這種電路的全部優點，在失真和轉換速率兩項性能上均得到好處。
3、影響失調電壓的因素
一般來說，放大器的直流失調電壓以±50 mV為最大限值較為恰當；為了達到這一要求，可以在輸入管基極設置用於調節輸出端直流電位的微調電阻，也可以專門設計直流伺服電路。但是，這些做法會增加電路的複雜程度。對於沒有採用直流伺服電路的放大器，應儘量將這個限制縮減至最小；為了確保達到要求，需要精心調選差分對電晶體。實際操作中，一般是用數字萬用表測量兩管的β值接近，用二極體擋測量兩管的be結正向壓降值接近。
圖4為差分對集電極接鏡像恆流源負載的功放電路，並在差分對發射極串聯衰減電阻、，減小輸入級的跨導，增加線性工作區的寬度。輸出級採用倒置達林頓結構，熱穩定性比射極跟隨器輸出級的好。這裡採用更大的散熱器給功率管散熱，所以電源電壓可以提高到±20V以上。
（圖中給出的電壓數據是實測值，電流數據是根據電壓數據用歐姆定律計算得到。
測試條件：1、環境溫度為25℃；2、電源電壓±20V；3、輸入端接地；4、輸出端開路）
瓷片電容C8、C9濾除高頻雜波，設計時應儘量靠近電壓放大管及其恆流源布置。電阻R1決定輸入級的靜態電流，取值270Ω，電流約2.65mA（該值與R7大小有關，R7愈小VD1、VD2的正向壓降愈大，則R1的電流愈大）。此時，輸入級的鏡像電流源負載對管電流均為1.32mA，R5、R6的兩端電壓約為62mV。激勵級恆流源限流電阻R10為150Ω，電流為5.0mA，這個中等規模的值可以提高激勵級的動態電流驅動能力。電阻R12、R13決定驅動管的電流，當它們都為100Ω時，驅動級靜態電流為6.0mA，這個量級已經足夠。安裝好元件的PCB如圖5所示。
（電路板尺寸9.5cm13cm，散熱器尺寸43mm高42mm寬24mm厚。用於熱耦合的電晶體VT7與VT11安裝在同一散熱器上；PCB布線時電解電容、靠近整流橋堆，功率管的電源布線儘量短、寬度在60mil以上）
對於輸入級元件取值在通常範圍內的功放，失調電壓不是由差分對的UBE失配決定的，因為UBE失配產生的失調往往只有±5mV或附近以內。更多的是因為第二種因素，即差分對的β值不一致導致的——β值的差異會令流經R4和R8的基極電流不同。導致輸出失調電壓的第三個因素是，差分對發射極所接的電阻R2與R3失配。這裡R2與R2阻值均為30Ω，每隻電阻壓降40mV（≈1.32mA×30Ω，1.32mA是差分對管靜態電流），選用5%精度電阻可能出現最大達4mV（=2×40mV×5%）的失調電壓。
筆者隨機選擇幾種不同型號的電晶體安裝到圖5電路的差動輸入級，實際測得的失調電壓見表1。
表1 不同型號電晶體差分對的失調電壓（常溫25℃）
註：因A1015，2SA1048的管腳順序是e-c-b，而S9012、S8550的管腳順序是e-b-c，所以S9012、S8550的b腳與c要交叉對調以後才能安裝到PCB板上。
由表1可以看出三個特徵：
一、電晶體的β值愈大，差分對b極電壓愈小；反之則大。
二、差分對的β值差異愈小，失調電壓愈小；反之則大。
三、在β值接近的情況下，β值愈大，失調電壓愈小；反之則大。
因此，減小失調電壓最好的辦法首先是選擇β值差異小的差分對，在此基礎上β值愈大愈好。比如，表1中A1015兩隻管子的β值差異小且β值大，故失調電壓只有區區-1.7mV；S9012兩隻管子的β值差異大，即便β值也不小，但失調電壓卻最大，達到20mV以上；而2SA1048管的β值最小，但因兩隻管子的β值差異很小，故失調電壓也比較小。
4、50W（B類）Hi-Fi功放
圖6是一個為家庭Hi-Fi用途而設計的50W（B類）功放電路圖。儘管看上去電路比較傳統，但經過細心設計電路的參數，獲得的性能比傳統放大器好得多，但只有細心地布線和巧妙的接地點選擇才能得到優秀的放大性能；這就涉及PCB設計經驗，不是一兩句話能夠講清楚的。對於電路中給出的參數和電源電壓±Ucc=±35V，當輸入電壓為±1.0Vrms，功率放大後輸出電壓約為±21Vrms，這臺放大器額定輸出可達50W/8Ω。
（閉環增益Au=1+R8/R9=21倍或26.4dB）
對於功放而言，最好的輸出級是射極跟隨器與倒置達林頓這兩種形式，前者關斷失真小，後者的基本線性最佳。此放大器選用了射極跟隨器的輸出結構，由於R15的作用，使得輸出管關閉時be結被反向偏置，從而獲得了降低高頻關斷失真的好處。可能存在的缺點是它的靜態工作狀況或許不及倒置達林頓電路穩定，因為它沒有形成本級負反饋去抑制輸出管發熱時的變動，但考慮到家庭使用，環境溫度變化較小，只要有合適的散熱器和熱耦合，它的靜態工作穩定度就已足夠。
VT1和VT14構成負反饋式尾巴恆流源，R5的壓降很小，可忽略不計，故R4的壓降等於VT14的be結導通壓降。當配上電容C11時，理論上的電源抑制比要比兩隻二極體與一隻三極體構成的恆流源高出10dB，這是因為正電壓波動經C11耦合到電阻R21與R22的節點，抑制了VT1、VT5的電流變化——可以看成電路的局部負反饋。
輸入差分對（VT2與VT3）通過R2、R3設有較深的本級負反饋，抑制3次諧波失真。尾巴電流取4mA（=0.6V/150Ω）這個不常用到的高值，使電晶體內部發射極電阻re變動帶來的影響減至最小。鏡像電流源VT10與VT11迫使差分對VT2、VT3的集電極電流精確平衡，防止產生2次諧波失真。
輸入級的偏置電阻R1與反饋電阻R8取值相等，而且數值上既保證輸入阻抗能夠高到合理的程度，又儘可能地低。如此一來，由於β值的差異引起的基極電流失配所造成的直流失調電壓得以最小化。VT2與VT3的UBE失調電壓將直接在輸出端顯現，但不會受上述電阻取值的影響，而且對直流失調電壓的貢獻遠比基極電流小。即使VT2與VT3使用低β值的高耐壓三極體，放大器的直流失調電壓應該在±50mV內已足以滿足使用的要求。
反饋電阻R8取值小，也使得採樣電阻R9取較小的值，這樣有利於降低電路的噪聲。為R9提供交流通路的隔直電容C2，取值為220μF，它與R9構成的低頻轉折頻率約為1.2Hz（增益下降3dB處）。取這個值的目的不是擴展功放超低音部分的頻響，而是為了避免電容非線性帶來低頻端失真的上升。
取值改為100μF，則10Hz處的總諧波失真由小於0.0006%變為小於0.0011%，也是可以接受的。
保護二極體VD1用於防止功放因為某種錯誤而一直處於輸出高幅值負電壓的狀態而損壞電解電容C2，看上去它會帶來一些失真，但實際上測量不到。
對功放的帶寬施加限制，應該在更前端的電路利用非電解電容來實現。比如，在輸入端插入RC低通濾波電路，電阻R取幾千歐姆，電容C取幾十皮法以上，這個低通濾波器還有一個重要作用是減小TIM失真。
電容C3限制了功放的閉環帶寬並使相位裕量更充分，電阻R20與C3串聯用於限流，防止停機瞬間脈衝造成VT3損壞。由於R20相對於C3的阻抗太小，C3可以視為與R8是並聯關係，頻率愈高C3的阻抗愈小、反饋量愈大，故C3用於限制功放的閉環帶寬。
在激勵級內插射極跟隨器VT12，密勒電容C5跨接在VT12的b極與激勵管VT12的c極之間，以此來改進激勵級。射極跟隨器的特點是輸入阻抗高、輸出阻抗低，負載電流能力強。這樣一來，VT12相當於緩衝級，對差分輸入級的電流需求非常小，激勵級的總β值增大，使得本級負反饋的線性化效果增強。
5、改進型50W（B類）Hi-Fi功放設計實例
圖6所示功放還稍顯美中不足。
一、若是差分對管差異明顯會造成失調電壓過大；
二、是輸出信號正負半波的轉換速率差異較大。
對於前者考慮在輸入級偏置電阻串接精密微調電阻，以便調節失調電壓至0附近。對於後者轉換速率的電路加以修正，比如增設減少穿透效應的電容Cs。適當改變取樣電阻、反饋電阻的阻值，提高電壓增益。增大倍增管VT13的基極電阻為2.2kΩ，減小偏置支路的電流，使其集電極電流是偏置支路電流的5～8倍以上。在緩衝級VT12的集電極增設RC限流濾波電路，防止VT14、VT4在極端工況下的相繼擊穿問題。依照這個思路設計的功放電路如圖7所示。
圖7 改善正負向轉換速率的50W（AB類）Hi-Fi功放電路圖
（1、標註電壓為穩壓源±30V供電、預熱20分鐘後測得；2、電流值是根據電壓歐姆定律計算值；3、環境溫度25℃；4、常溫測試差分對VT2、VT3的β值為130，工作時溫升β上升至150左右）
（1）原理簡述
信號輸入端的接地電阻R23與R1、VR1串聯支路構成電容C1的放電通路，在輸入端無信號連接時，保持C1左端電位為0。此時，失調電壓幾乎為0。
微調電阻VR1處於物理位置的中間，與R1串聯阻值等於反饋電阻R8。理想情況下，失調電壓為0。但實際上不可能為0，設置VR1就是為了調節失調電壓至0。按圖中實際給出的壓降，差分對VT2的基極電流為20μA（=207mV/10kΩ），VT3的基極電流也為20μA（=317mV/15kΩ），放大後的集電極電流為3mA，基極與集電極電流均對稱。
激勵級的恆流源改為主動式，偏置電阻、為VT1、VT5提供基極偏置，VT5又為VT14提供基極偏置，忽略壓降不計，則VT14的c-e極間電壓為2倍be結壓降，故、兩端電壓約為1個be結壓降。這兩個恆流源與第2講中介紹的恆流源（那篇文章中編號為圖9）有一定的淵源，請讀者自行查閱。
由於差動級電流較大，作為差分對集電極負載的鏡像電流源（VT10與VT11）的發射級電阻R6、R7取27Ω的較低阻值（兩端壓降約為82mV），足以令鏡像電流源對管的UBE偏差不會對失真造成影響。為了減小輸入級的跨導，增加線性工作區間的寬度，差分對發射極負反饋電阻R2、R3取較大的100Ω。
VT13與外圍元件構成的UBE倍增電路具有電流補償功能。按圖中壓降計算的VT13的c-e極間電流為6.5mA（=97mV/15Ω），因電阻R13的電流為7.35mA，忽略驅動管VT6、VT8的基極電流不計，則VT13基極偏置支路流過的電流約為0.85mA（=7.35mA-6.5mA），前者的大小是後者的7.6倍。
實際感測小功率管（MPSA06和MPSA56）發熱狀況，發現VT4最燙。這是因為靜態時VT4的電流為7.35mA ，c-e極間電壓接近於30V，故VT4的靜態功耗為PVT4= 7.35mA×30V=220mW。動態時VT4的功耗更大，這對於TO-92封裝、最大耗散功率為625mW的小功率電晶體來說，發燙就不足為怪了，但只要不超過最大額定功率及最高結溫即能安全工作。
若設置末級功放管發射極電阻、的壓降之和為22mV，則輸出級的靜態電流為50mA，放大器工作於AB類。因為功率管的散熱器較大（8cm長×8.5cm高×4.5cm厚），即使最大功率輸出（筆記本電腦輸出最大音量供給功率放大器，兩隻8Ω音箱並聯作為負載），在VT13功率管無熱耦合的情況下連續工作半個小時，散熱器最高溫度60℃左右，功率管從沒有發生熱擊穿現象。
2．激勵管屢次燒毀的原因
最初設計的緩衝級VT12的集電極接GND，若密勒電容C5取100pF，開機即燒VT12、VT4（筆者研究這個功放歷時4個多月，設計了3個版本）。調試過程中未發生大功率管損壞現象，但卻燒毀了二十多個MPSA06，損壞最多的位置是VT12，其次是VT4，其他位置的均未發生損壞。詭譎的是損壞管子均是發生在播放網絡視頻《Arrival of the birds在【萬物理論】中的絕妙應用》過程中，該視頻的配樂振幅比一般音頻的幅度大，在幾個片段裡甚至出現飽和與截止的滿幅輸出，燒壞管子的時刻恰恰在這種情形下發生。
管子燒壞原因是這樣的，當VT12的基極為正向電壓峰值、導通電流大，這時從GND與-30V之間形成一條直流通路：GND→VT12的c-e極→VT4的be結→-30V，一旦持續時間過長（約0.3s），因VT12的c-e極間承受的電壓高，故其功耗大，其c-e極間先被擊穿，接著VT4的be結燒穿，負電源電壓與地短路。此時VT4的c-e極間開路，放大器輸出接近於正電源的電壓加在揚聲器上，所以，每當此時筆者都會手忙腳亂地趕緊切斷電源，防止揚聲器損壞。
後來，把C5增至不常見的180pF，放置在辦公室斷斷續續續工作一個多月，好像問題徹底解決了。不曾想，2016年9月28再次播放那首神曲時，又燒管了。故障現象是輸出端電位幾乎等於負電源電壓。檢測發現VT12的b、c短路，但發射結正常；VT14的發射結與集電極均正常，c、e極間二次擊穿（有一定電阻），通電時c、e極間約有2V的電壓。
鑑於從GND經VT12的c-e極與VT4的發射結到負電壓的低阻通路，竟然沒有一隻限流電阻存在，極端情況下燒管現象屢次發生。因此，筆者決意在VT12的c極與GND之間串接電阻R19，並在節點處與負電壓之間接入電解電容濾波C0（PCB的第三個設計版本）。此時，R19與C0構成RC濾波電路給VT12供電。同時，又能因R19的電流限制作用，避免VT12、VT14燒管發生。
儘管燒管問題解決了，但密勒電容仍不能取常見的100pF。否則，一旦調節VR2，使功放有小小的靜態電流，輸出端立即出現如圖8（a）所示的高頻自激。把容量增至150pF，高頻自激暫時消失了。但繼續調節VR2、增大靜態電流，輸出端又出現如圖8（b）所示的高頻自激。令人可喜的是，即便電路自激VT12、VT14燒管事件再也沒有發生。
最後把的容量定在180pF。
圖8 補償電容容量小，電路高頻自激
靜態時，忽略VT4的基極電流，VT12的集電極電流約等於0.52mA（=UBE/R0=520mV/1kΩ），則R19的壓降約為1.2V。C0相當於儲能器，為VT12提供瞬間變化的動態電流；同時，又能把負電源的紋波耦合到緩衝管VT12的集電極，減小負電源波動對緩衝管的影響。需要指出的是，由於R19的壓降很小，故C0耐壓要選35V以上。
預驅動級VT6與VT8的e-e極間電阻R15的壓降為1.17V，故它們的集電極約為12mA，則VT6與VT8的靜態功耗為P≈12*30=360mW。這個數值對於Tip41C、Tip42C裸片2W的功耗是完全可以承受的。
但考慮到改為2×AC28V環形變壓器，整流輸出電壓高達±38V，為安全起見，有必要為這兩隻管加裝散熱器。
為了保證電容的精度與可靠性，C5用獨石電容，因為瓷片電容受溫度的影響容量會有變化（不穩定），而獨石電容受溫度影響較小，不會造成頻率的漂移。C7用滌綸電容，這種電容的介質是滌綸，其特點是介電常數較高，體積小，熱穩定性較好。
筆者把圖7設計成PCB，把電路板、散熱器（含功率管）及變壓器固定在一塊有機玻璃板上，整體布局如圖9所示。為了方便外接信號源和揚聲器，這兩個端子分別設置蓮花插座和接線端子，固定在小塊有機玻璃板上，然後再粘合於底板。
圖9 由圖7電路設計完成的PCB、散熱器及變壓器
（有機玻璃尺寸30cm長×26cm寬×0.8cm厚（脊稜），電路板尺寸8.4cm14cm；散熱器尺寸8cm長×8.5cm高×4.5cm厚；重量3公斤。功率管與散熱器之間加裝雲母墊片；製作成本約150元）
實測變壓器整流、濾波電壓為±38V，雖然正電壓接VT7（2SC2198）的集電極，但因功耗主要集中在集電結，所以，集電極連著管體大的金屬面，即2SC2198的集電極與散熱器相連接。同理，VT9（2SA1941）的集電極接負電壓，也是集電極連著管體大的金屬面，接觸到散熱器。如果功率管集電極與散熱器直接相貼安裝，兩塊散熱器之間的電壓高達68V，人體同時觸及亮兩個散熱器時有麻電的危險。為防止觸電，需要在功率管與散熱器之間墊雲母片，此時散熱雖然效果略微變差了些，但能保證用電安全無虞。
好，關於音頻功率放大器的設計內容，就介紹到這裡。說實話，音響世界浩如煙海，我只是略懂皮毛而已，算是拋磚引玉，歡迎廣大讀者批評指正。
葛老師 2020-3-25於中山家中