音頻功率放大器的溫度漂移補償

本文介紹的技術可以補償直接耦合AB類音頻功率放大器輸出中的DC電壓漂移。KLkednc

直接耦合輸出的主要好處是改善了低音響應。由於該設計省去了隔直電容器，因此其低頻傳輸特性得到了顯著改善。KLkednc

圖1給出了一個電容器耦合輸出，其低頻截止頻率由負載（通常為8Ω）和電容器Cc所決定。在這個例子中，電容器Cc可阻止輸出中出現任何的DC偏移。KLkednc

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圖1：電容器耦合輸出的低頻截止頻率由負載、電容器Cc和輸出網絡所決定。KLkednc

直接耦合輸出則不是這種情況（圖2）。其低頻截止頻率不受輸出限制，因此前級的任何波動都會引起DC值波動，從而導致DC電流流經負載（揚聲器）。除了會降低放大器的動態範圍和總諧波失真（THD）之外，這也是有時在打開或關閉分立音頻放大器時會聽到「喀噠」聲的原因。KLkednc

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圖2：直接耦合輸出的低頻截止頻率不受輸出限制。KLkednc

為了糾正這個問題，下面將首先進行深入分析，了解分立雙極結型電晶體（BJT）音頻放大器DC偏移背後的原因。接下來將設計一種方法來消除或至少減輕這個問題。KLkednc

首先，建立一個簡單的放大器模型，包括主要的級（圖3）。KLkednc

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圖3：放大器的簡單模型。KLkednc

顧名思義，VAS（電壓放大器級）這個系統元件，是用於放大來自輸入的信號，從而通過驅動器級（通常是共射極）驅動AB級。驅動器連接到AB級，即一個互補式射極跟隨器，可提供高電流增益。最後，負反饋環路（對VAS級的增益產生影響）使整個系統成為線性並穩定。KLkednc

VAS級通常使用差分放大器架構來設計，其一側接收輸入信號，另一側接收負反饋信號。為了簡單起見，這裡用一個運算放大器代替VAS（僅用於說明偏移問題），分析各級和偏移之間的關係——下文會通過數學進行更多討論。KLkednc

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圖4：VAS和驅動器的簡化模型，可提供有關輸出DC偏移的重要了解。KLkednc

圖4給出了簡化的VAS和驅動器。這個簡單模型可以為我們提供有關輸出DC偏移的重要了解。R1和R2形成局部負反饋，而Rf1和Rf2則形成全局負反饋網絡。驅動器通常為一個共射極級，可產生負增益-G。因為射極跟隨器的電壓增益約為-1，所以為簡單起見，這裡將AB級忽略。KLkednc

VAS增益由R1和R2之間的關係，R2≫R1，和Va1=Va2=Va確定。驅動器增益非常高，因此整個放大器增益取決於Rf1和Rf2之間的關係：KLkednc

(Vin-Va)/R1=(Va-Vo』)/R2KLkednc

Va=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)KLkednc

替換Va，運算後得到：KLkednc

Vin=Vo×[Rf2/(Rf2+Rf1)×(R1+R2)/R2+R1/(G×R2)]KLkednc

(R1+R2)/R2≅1     R1/(G×R2)≅0KLkednc

Vo=Vin×(Rf2+Rf1)/Rf1  (1)KLkednc

這個結論給人印象不深，因此，下面來分析一下輸入接地時，Vo與驅動器輸入上的電壓Vo』之間的關係：KLkednc

Va1=Vo』×R1/(R2+R1)      Va2=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)      Va1=Va2KLkednc

Vo= Vo』×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (2)KLkednc

最後一個方程式由於顯示了驅動器級的DC電壓和放大器的輸出DC電壓之間的關係，表明Vo』發生較小波動，會在Vo中產生較大的偏移，因此非常重要。KLkednc

如前所述，驅動器級通常由一個簡單的共射極級（圖1中的Q3）和一個小電阻器（Rpol，用於確定所需的基極至發射極電壓）組成。這個電晶體為輸出電晶體提供基極電流，因此這一級的集電極電流在毫安範圍內並不罕見。KLkednc

現在暫時忽略溫度的影響，因此，當第一次打開電路時，要先對VAS校準，使輸出DC電壓處於VCC和VEE的中間，也就是0V。如果未施加任何信號，則由於AB級是個電壓跟隨器（共集電極），驅動器電晶體Q3承受大部分VEE電壓（VEE-VBE），Q3上流過偏置電流IBias，因此Q3消耗的功率近似為：KLkednc

PQ3≅VEE×IBiasKLkednc

這個功率會使Q3發熱，並且這個熱量會以-2.2mV/℃的已知速率使該器件的Vbe發生改變，從而改變先前調整的輸出DC電壓。KLkednc

如果電晶體開始發熱，例如比環境溫度高40℃，則其Vbe將下降約88mV。KLkednc

正是電晶體溫度升高時出現的這個較小Vbe的要求，使VAS輸出處的Vo』（前面解釋過這個電壓）相應地發生變化，從而在輸出處產生DC電壓漂移。KLkednc

一個真實例子

圖5中的電路說明了到目前為止所解釋過的內容。KLkednc

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圖5：該電路的一階現實實現。KLkednc

為了保持較低的偏移，將Vo』設置為儘可能接近零非常方便。這就是Rset的目的，它代表多圈微調電位器。KLkednc

這裡，基極電壓和Vo』之間的關係為：KLkednc

Vo』=Vbase×(Rpol+Rset)/RpolKLkednc

因此，基於基射電壓變化的輸出電壓漂移為：KLkednc

Vo=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (3)KLkednc

通過這個方程式，如果給元件分配數值（取自真實放大器），則可以計算出每℃變化下，輸出電壓將變化多少，例如：KLkednc

Vo=-2.2mV/℃×(120+4K)/120×470/(15K+470)×(2K2+10K)/2K2KLkednc

Vo=-12.8mV/℃KLkednc

PQ3≅24V×5mA=0.12WKLkednc

假設Q3採用TO92封裝。在這種情況下，可以使用這種封裝的結至環境熱阻來計算結溫增量：KLkednc

Rθja=200℃/WKLkednc

Δtemp=200℃/W×0.12W=24℃KLkednc

ΔVo=24℃×(-12.8mV/℃)KLkednc

ΔVo=-305mVKLkednc

總之，如果不採用補償，則輸出將漂移約305mV。這僅考慮了電晶體的自熱效應。如果環境溫度由於任何原因升高，則這個偏移量可能會增加。KLkednc

如何減輕這種影響

Q3的基射電壓由Rpol確定，因此一種補償Vbe電壓變化的方法，是使Rpol以某種方式遵循這一變化。這可以通過對電晶體所連的Rpol使用與溫度相關的電阻器（如熱敏電阻）來實現。由於Vbe的變化率為負，因此熱敏電阻必須為負溫度係數（NTC）。KLkednc

下面來計算Rpol所需的熱係數。KLkednc

IRpol（可以認為是恆定的）流過Rpol，並且Vbe等於VRpol：KLkednc

Rpol=Vbe/IRpolKLkednc

(dRpol)/(dVbe)=1/IRpolKLkednc

∆Rpol=1/IRpol×∆VbeKLkednc

在這個示例中，Rpol=120Ω，IRpol =5.6mA，因此：KLkednc

∆Rpol=1/5.6mA×(-2.2mV/(℃))KLkednc

∆Rpol=-0.4Ω/(℃)KLkednc

我們需要找到的熱敏電阻，要在25℃時具有這樣的精確熱係數和電阻值。由於大多數NTC熱敏電阻的溫度係數更高，這不可能實現，因此解決方案是將一個或多個較高數值的熱敏電阻與Rpol並聯。KLkednc

下面這個方程式模擬了熱敏電阻的溫度相關性：KLkednc

Rth=Rth0×eB(1/T-1/T0),KLkednc

其中，Rth0是（需要計算的）環境溫度下的熱敏電阻；B是個參數，通常為3400K；T是絕對溫度；T0是環境溫度，約為298.16K。KLkednc

因此，環境溫度下的斜率可以通過下式計算：KLkednc

(dRth)/dT=(-B×Rth0×eB(1/T-1/T0)/T2)KLkednc

下面就是每℃的電阻變化率：KLkednc

(dRth)/dT=-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)]KLkednc

將熱敏電阻與Rpol並聯：KLkednc

R||=(Rth×Rpol)/(Rth+Rpol),KLkednc

並且：KLkednc

dR||/dRth=Rpol2/(Rth0+Rpol)2KLkednc

這樣就得到了並聯電阻的變化：KLkednc

∆R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×∆RthKLkednc

然後將每℃的熱敏電阻電阻增量代入：KLkednc

∆R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])KLkednc

現在就可以對這個正在分析的示例計算出Rth0：KLkednc

-0.4Ω/(℃)=1202/(Rth0+120)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])KLkednc

Rth0=1.12kΩKLkednc

考慮到實用性，可以將熱敏電阻的值取整至1.2kΩ。KLkednc

注意事項

熱敏電阻應比電晶體小得多，因此熱敏電阻的溫度會等於或非常接近電晶體外殼的溫度。這也會減少熱慣性，使系統更快地達到穩態。應使用熱粘合劑將熱敏電阻連接到電晶體外殼。KLkednc

概念測試

為了確定這個概念對電路真實行為建模的準確性，我構造了一個測試電路。由於沒有1.2kΩ的熱敏電阻（NTC 0402），我並聯了8個10kΩ的熱敏電阻（0402 Murata NCP15XH103D03RC）（圖6），以產生非常相似的值（1250Ω）。請注意，並聯連接熱敏電阻不會改變我們計算出的溫度係數。KLkednc

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圖6：將八個10kΩ熱敏電阻並聯製成1.25kΩ熱敏電阻。KLkednc

然後，我使用熱粘合劑將傳感器連接到Q3的平坦側，並將其與Rpol（是個SMD電阻器，位於電路板的另一側）並聯（圖7）。KLkednc

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圖7：將圖6中所示的熱敏電阻與Q3熱粘合。KLkednc

最後，在圖8中可以看到在連接（橙色線）和未連接（藍色線）熱敏電阻的情況下的輸出電壓漂移——這裡經過大約2分鐘後達到穩態。KLkednc

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圖8：連接（橙色線）和未連接（藍色線）熱敏電阻時的輸出電壓漂移。KLkednc

電路的補償響應（橙色線）比未補償響應（藍色線）要平坦得多，這表明補償在起作用。斜率為負可能表示它有點補償過了，但這不是問題，因為直流漂移仍然很小。KLkednc

還值得一提的是，我們在25℃下計算了所需的溫度係數，但熱敏電阻不是線性的。這表明溫度係數在整個範圍內不是恆定的。但是，由於補償只需要在有限的溫度範圍內工作，因此可以忽略熱敏電阻的非線性。KLkednc

（原文刊登於EDN美國版，參考連結：Temperature drift compensation for audio power amplifiers）KLkednc

本文為《電子技術設計》2020年5月刊雜誌文章，版權所有，禁止轉載。免費雜誌訂閱申請點擊這裡。KLkednc