混頻電路在GPS接收機射頻前端中的應用

2021-01-11 電子產品世界

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引　言

混頻電路是超外差接收機、發射機及頻率合成技術中重要的組成部分，具有廣泛的應用領域。它的基本功能是頻率變換，混頻器的典型應用是在接收系統中將射頻輸入信號變化為頻率較低的中頻信號，以便更容易對信號進行後繼的調整和處理。本文在簡單介紹混頻的概念、常用的幾種簡單的混頻電路和設計混頻電路時需要考慮的幾個性能指標後，詳細介紹了GPS接收機射頻前端電路中的下變頻設計。



混頻的概念、常用的混頻電路和混頻器指標

混頻電路的作用是將載頻為f1的已調信號(或單頻載波)不失真的變頻為f2的信號(f2稱為中間頻率或中頻)。在這個過程中，需要有一個本振頻率f3，若三者之間的變換關係為：
f2= f1+f3
這種情況稱為上變頻；若三者之間的變換關係為：
f2=f1-f3(當f1>f3時)
或
f2=f3-f1(當f13時)
則稱為下變頻。



為了得到所需要的頻率分量，必需採用非線性器件進行頻率變換，並用相應的濾波器或選頻電路選取有用的頻率分量。圖1是頻率變換電路示意圖。圖1中的非線性器 件可以是二極體、三極體、場效應管(FET-field effecTtransistor)和模擬乘法器等。濾波器濾除通帶外頻率分量，輸出所需中頻分量。



圖1　頻率變換模型



集成模擬乘法器在通信設備中被廣泛用於實現調製、解調、混頻等頻率變換功能。與分立元件混頻電路相比，由模擬乘法器完成混頻功能具有以下優點： 輸出信號頻譜中組合分量少，寄生幹擾小，對本振電壓幅度沒有嚴格要求，具有較高的混頻增益，同時對本振信號和外來輸入信號有較好的隔離度。常用的模擬乘法 器有MC1596和MC1596G等。



在FET混頻器中，由於FET工作頻率高，其傳輸特性近似為二次曲線，混頻後只有2階交調產物， 不容易產生有害的高階交調產物，動態範圍大，非線性失真小，噪聲係數低，單向傳輸性能好。因此，工作頻率較高時，常常選用場效應管來構成混頻電路，實現輸 入信號的下變頻功能。場效應管構成的混頻電路形式有兩種，即單平衡場效應管混頻器和雙平衡(環形)混頻器。FET組成的簡單的單端混頻電路如圖2所示。有 源場效應管用來混頻具有變頻增益，與無源FET相比，它具有較高的噪聲係數。



圖2　單端FET混頻器



除了以上介紹的 由模擬乘法器或場效應管構成的混頻器以外，二級管、三極體等非線性器件也可以構成混頻電路。將射頻信號VRF(t)和本振信號VLO(t)分別加到一個適 當偏置的二極體上，二極體後面連有一個諧振迴路，其諧振頻率等於混頻後所需的中頻。由於本振信號與射頻信號沒有分開，因此存在潛在的問題，就是本振信號可 能干擾射頻信號的接收，甚至可能通過接收天線輻射出部分本振功率。



二極體混頻動態範圍大，組合頻率分量少，本振洩漏小，無變頻增益；晶 體管頻率動態範圍小，信號電平只有幾十毫伏，組合頻率幹擾大，本振洩漏嚴重，但是電晶體混頻器有較高的增益，目前被廣泛應用於中短波收音機。較常用的電路 形式如圖3所示。由圖3可見，對射頻信號VRF來說，該電路是共射組態，具有較高的輸入阻抗。在這種組態中射頻信號與本振信號有一定的隔離，接收射頻信號 時不易受本振信號的影響，穩定性較好。



圖3　電晶體混頻器



混頻電路要完成頻率變換功能，譬如要把射頻信號下變頻為容易處理的中頻信號，在設計混頻電路時，為了得到頻譜純、幹擾小的中頻信號，必需考慮下面幾個性能指標，其中變頻增益和噪聲係數是每個設計者首先要考慮的。

(1)變頻增益CG：混頻器輸出信號功率PIF與輸入射頻信號功率PRF之比，並用分貝數表示：



(2)噪聲係數NF：混頻器輸入端高頻信號信噪比SNRF與輸出端中頻信號信噪比SNIF的比值，用分貝數表示：



(3)動態範圍：動態範圍是指混頻器正常工作時微波的輸入功率範圍，其下限通常指信號與基底噪聲電平相比時的功率，表示為：



式中M 為識別係數，K=1.38×10-23，T0=300K ，NIF為中頻放大器噪聲係數，CL為變頻損耗，ΔfI為中頻帶寬。要使混頻器性能不至於惡化，必須保證輸入信號的幅度在動態範圍之內。

(4)隔離度：隔離度指混頻器各個埠之間的隔離程度，包括射頻與本振之間的隔離度以及射頻與中頻之間的隔離度，其中信號與本振之間的隔離度是一個重要的指標。

(5) 鏡像頻率抑制度：對於一個高本振混頻器，本振信號頻率比射頻信號高一個中頻頻率，幹擾信號頻率如果比本振頻率高一個中頻頻率，這種幹擾稱為鏡像幹擾。鏡像 幹擾如果能進入混頻器，它與本振也產生中頻信號，中頻濾波器也能讓這種幹擾信號通過，在混頻器前加入濾波器，則可以用來抑制鏡像幹擾。

全球定位系統GPS下變頻電路設計

全球定位系統GPS是利用導航衛星進行定時和測距的導航定位系統，該系統可以在全球範圍內，全天候地為用戶提供高精度的位置、速度和時間信息。

GPS 信號使用L波段，配有兩種載波，即頻率為1575.42MHz的L1載波和頻率為1227.60MHz的L2載波。我們考慮的民用GPS接收機只接收L1 載波，也就是射頻信道的中心頻率為1575.42MHz，為便於處理，接收機射頻前端電路需要把該射頻信號進行下變頻到一個合適的中頻。如果採用多次混頻 方案，有利於提高鏡像抑制及中頻抑制性能，但是電路更複雜。為了得到比較純的中頻信號，同時又要兼顧電路不甚複雜，體積不要太大，應該合理選擇混頻級數。 根據射頻前端電路的要求和後繼相關器電路的特點，我們採用二級混頻結構，第一中頻選擇在35.42MHz處，第二中頻選擇在4.31MHz處，相應的第一 本振信號頻率是1540.00MHz，第二本振信號頻率是31.11MHz。本振信號由鎖相頻率合成器提供，參考頻率取自10MHz溫度補償晶體振蕩器。

設兩級混頻器的增益分別為G1和G2，那麼由下面的式子可以估算出G1+G2的大小：
- 7dBm-174dBm/Hz+19dB+G1+G2-17dB+63dB

上式中-7dBm是有源自動增益控制(AGC- Automatic Gain ConTrol)典型中頻輸出電平(加入AGC是為了保證A/D模塊有相對穩定的輸出電平)；- 174dBm/Hz是射頻輸入背景噪聲電平；19dB是低噪聲放大器LNA 的增益減去噪聲指數後的差值；-17dB是中心頻率為35.42MHz的濾波器損耗；63dB 是2MHz帶寬噪聲之和。由此可估算出，混頻增益G1+G2應大於102dB。

根據前面的介紹，二極體混頻沒有變頻增益，電晶體本振洩 漏比較嚴重，所以我們選用場效應管組成雙平衡混頻器結構，來設計GPS的兩級下變頻，這種結構使得混頻器的輸出埠對本振信號和射頻輸入信號有較高的隔離 度。為了取出所需的頻率成分，還需要加入合適的中頻濾波器。混頻電路的結構如圖4所示。



圖4　GPS下變頻電路框圖

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