淺析幾類射頻通信接收機的工作原理

淺析幾類射頻通信接收機的工作原理

king阿金 發表於 2019-10-20 10:15:06

1.超外差接收機SuperHeterodyne Receiver

典型的超外差式接收機的如圖，振蕩器產生一個始終比接收信號高一個中頻頻率的振蕩信號，在混頻器將振蕩信號與接收信號相減產生一個新的頻率即中頻，這就是「外差」。

射頻信號處理過程：射頻信號經天線接收後，經過帶通濾波器BPF1的頻帶選擇和低噪聲放大器LNA放大，通過混頻器Mixer將射頻信號先下變頻到中頻，在中頻段對信號進一步進行信道選擇（帶通濾波器BPF2）和放大（AMP）；再使用解調器Demod（IQ解調）將中頻信號解調為基帶信號Baseband。

優點：

在射頻鏈路進行頻帶選擇，在中頻鏈路進行信道選擇。提高濾波器Q值，易於設計實現。

合理分配增益，避免單級過高的增益造成放大器自激。此外較低的中頻放大器更易設計。

方便AD採樣。

【1】由於採用「差頻」作用，外來信號必須和振蕩信號相差為預定的中頻才能進入電路，而且選頻迴路、中頻放大諧振迴路又是一個良好的濾波器，其他幹擾信號就被抑制了，從而提高了選擇性。

缺點：

組合頻率幹擾較多，特別是鏡像幹擾，位於射頻信號相對本振頻率的鏡像頻率處的幹擾信號將會通過混頻器下變頻到中頻頻帶，且無法用信道選擇濾波器進行濾除，惡化了接收信號質量。

解決辦法：

採用鏡像抑制濾波器。

採用正交混頻器，正交混頻也叫複數混頻, 本振只有正或負頻率分量,混頻後只有(f_RF+f_LO)或(f_RF-f_LO).

採用高中頻技術，通過增高中頻頻率使得鏡像頻率遠離射頻通帶。

2.零中頻接收機Homodyne Receiver

射頻信號處理過程：射頻信號經天線接收後，經過帶通濾波器BPF的頻帶選擇和低噪聲放大器LNA放大，通過解調器Demod（IQ解調）將射頻信號直接下面變頻到基帶，對基帶信號進行低通濾波LPF，然後放大（AMP）。

優點：

不存在鏡像幹擾。

結構簡單，所需元器件數量少，易於集成，低功耗。

缺點：

1.本振洩露，由於混頻器的本振頻率與射頻信號頻率相同，本振信號容易洩露到射頻鏈路中產生幹擾，甚至通過接收天線反向輻射到空間中，形成對鄰近信道的幹擾；

2.直流偏置，本振自混頻產生的直流分量進入基帶，惡化信號的信噪比，甚至使基帶放大器飽和，影響動態範圍。

3. I/Q不平衡(I/Q imbalance)【3】，在射頻處做IQ混頻，IQ失配問題更嚴重。鏈路增益分配過於集中還可能會增加放大器自激的可能性。

4.閃爍噪聲(1/f)【3】(沒有仔細了解)

5.偶次諧波(even harmonic) 【3】(沒有仔細了解)

3. 數字中頻接收機

數字中頻接收機是在超外差接收機的基礎上，將第二次下變頻和之後模擬基帶處理部分數位化，即在中頻直接A／D採樣的接收機結構。

射頻信號處理過程：射頻信號經天線接收後，經過帶通濾波器BPF1的頻帶選擇和低噪聲放大器LNA放大，通過混頻器Mixer將射頻信號先下變頻到中頻，在中頻段對信號進一步進行信道選擇（帶通濾波器BPF2）和放大（AMP）；然後將第一中頻信號送入ADC，對輸出的數位訊號進行數字下變頻解調（Digital Demod）。

優點：

對於超外差接收機，數字中頻接收機的優點是通過數字處理方法，可避免在模擬基帶處理中可能產生的I／Q兩路不平衡的問題。

缺點：

對ADC性能要求較高，需要高性能ADC：

1．根據接收機的中頻頻率，要求ADC達到相應的採樣率。
2．根據接收機的前級增益，要求ADC具有足夠的解析度和噪聲性能。
3．根據接收機對鏡頻等雜散的抑制度，要求ADC具有足夠的線性度。
4．根據接收機的動態範圍，要求ADC具有充足的動態範圍。
5．根據接收機的信道帶寬，要求ADC需要有大於該帶寬的帶寬。

名詞解釋：

濾波器Q值：品質因數

Q值是濾波器的品質因數，定義為中心頻率除以濾波器帶寬。

濾波器品質因數，用濾波器的中心頻率F(單位HZ)與-3dB帶寬B(單位HZ)的比值來表達，即Q=F/B,描述了濾波器分離信號中相鄰頻率成分能力。品質因數Q越大，表明濾波器的分辨能力越高，即越能選出單一的頻率。

相對帶寬：信號帶寬與中心頻率之比。

自激振蕩：自激震蕩是指不外加激勵信號而自行產生的恆穩和持續的振蕩。如果在放大器的輸入端不加輸入信號，輸出端仍有一定的幅值和頻率的輸出信號，這種現象就是自激振蕩。

本振洩露（LOL：Local Oscillator Leakage）【2】：本振指本地振蕩器LO。RF混頻器有兩個輸入埠和一個輸出埠，如圖1所示。理想混頻器將產生一個輸出，它是兩個輸入的乘積。就頻率而言，該輸出的頻率應當是FIN + FLO以及FIN – FLO，不含其它項。如果任一輸入不在驅動狀態下，則不會有輸出。

圖1. 理想混頻器

在圖1中，FIN被設置為基帶頻率為1 MHz的FBB，FLO被設置為本振頻率為500 MHz的FLO。如果是理想混頻器，它將產生一個輸出，其中包含兩個信號音，頻率分別為499 MHz和501 MHz。然而，如圖2所示，真實混頻器的輸出還將產生未混頻的FBB和FLO，。未混頻的FBB處產生的能量可以忽略不計，因為它遠離所需的輸出，並且將被混頻器輸出之後的RF組件濾除。未混頻的FLO就是洩露的本振信號，其產生的能量就是一個問題，它非常接近或在所需的輸出信號內，並且很難或無法通過濾波去除，因為濾波也會濾除所需的信號。可驅動混頻器的本振 (LO) 已經洩漏到混頻器的輸出埠。LO還有其他途徑可以洩漏到系統輸出端，例如通過電源或跨越矽本身。無論本振如何洩漏，其洩漏都可被稱為LOL。

圖2. 真實混頻器

鏡像頻率：上面提到的本振頻率FLO與輸入信號頻率FIN通過混頻器產生兩個輸出FIN + FLO以及FIN – FLO，它們關於FLO對稱，如果只需要FIN – FLO，那麼FIN + FLO就是鏡像頻率。

直流偏置【3】：為了理解直流偏置的起源和影響，我們可以參照圖四的接收通道進行說明。如圖四(a)所示，本振口，混頻器口，LNA之間的隔離度不好，LO(本振信號)可以直接通過LNA和混頻器，我們叫做「本振洩露」, 這種現象是由於晶片內部的電容及基底耦合的，耦合的Lo信號經過LNA到達混頻器，和輸入的LO信號混頻，叫做「自混頻」,這樣會在 C 點產生直流成分;近似的情況如(b)，從 LNA出來的信號耦合到混頻器的本振輸入口，從而產生了直流分量。

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