越來越多的應用，例如過程控制、稱重等，都需要高解析度、高集成度和低價格的ADC。新型Σ-Δ轉換技術恰好可以滿足這些要求。然而，很多設計者對於這種轉換技術並不十分了解，因而更願意選用傳統的逐次比較ADC。Σ-Δ轉換器中的模擬部分非常簡單（類似於一個1bit ADC），而數字部分要複雜得多，按照功能可劃分為數字濾波和抽取單元。由於更接近於一個數字器件，Σ-ΔADC的製造成本非常低廉。
一、Σ-ΔADC工作原理
要理解Σ-ΔADC的工作原理，首先應對以下概念有所了解：過採樣、噪聲成形、數字濾波和抽取。
1. 過採樣
首先，考慮一個傳統ADC的頻域傳輸特性。輸入一個正弦信號，然後以頻率fs採樣--按照 Nyquist定理，採樣頻率至少兩倍於輸入信號。從FFT分析結果可以看到，一個單音和一系列頻率分布於DC到fs /2間的隨機噪聲。這就是所謂的量化噪聲，主要是由於有限的ADC解析度而造成的。單音信號的幅度和所有頻率噪聲的RMS幅度之和的比值就是信號噪聲比（SNR）。對於一個Nbit ADC，SNR可由公式：SNR=6.02N+1.76dB得到。為了改善SNR和更為精確地再現輸入信號，對於傳統ADC來講，必須增加位數。
如果將採樣頻率提高一個過採樣係數k，即採樣頻率為kfs，再來討論同樣的問題。FFT分析顯示噪聲基線降低了，SNR值未變，但噪聲能量分散到一個更寬的頻率範圍。Σ-Δ轉換器正是利用了這一原理，具體方法是緊接著1bit ADC之後進行數字濾波。大部分噪聲被數字濾波器濾掉，這樣，RMS噪聲就降低了，從而一個低解析度ADC，Σ-Δ轉換器也可獲得寬動態範圍。
那麼，簡單的過採樣和濾波是如何改善SNR的呢？一個1bit ADC的SNR為7.78dB（6.02+1.76），每4倍過採樣將使SNR增加6dB，SNR每增加6dB等效於解析度增加1bit。這樣，採用1bit ADC進行64倍過採樣就能獲得4bit解析度；而要獲得16bit解析度就必須進行415倍過採樣，這是不切實際的。Σ-Δ轉換器採用噪聲成形技術消除了這種局限，每4倍過採樣係數可增加高於6dB的信噪比。
2. 噪聲成形
通過圖1所示的一階Σ-Δ調製器的工作原理，可以理解噪聲成形的工作機制。
圖1 Σ-Δ調製器
Σ-Δ調製器包含1個差分放大器、1個積分器、1個比較器以及1個由1bit DAC（1個簡單的開關，可以將差分放大器的反相輸入接到正或負參考電壓）構成的反饋環。反饋DAC的作用是使積分器的平均輸出電壓接近於比較器的參考電平。調製器輸出中"1"的密度將正比於輸入信號，如果輸入電壓上升，比較器必須產生更多數量的"1"，反之亦然。積分器用來對誤差電壓求和，對於輸入信號表現為一個低通濾波器，而對於量化噪聲則表現為高通濾波。這樣，大部分量化噪聲就被推向更高的頻段。和前面的簡單過採樣相比，總的噪聲功率沒有改變，但噪聲的分布發生了變化。
現在，如果對噪聲成形後的Σ-Δ調製器輸出進行數字濾波，將有可能移走比簡單過採樣中更多的噪聲。這種調製器（一階）在每兩倍的過採樣率下可提供9dB的SNR改善。
在Σ-Δ調製器中採用更多的積分與求和環節，可以提供更高階數的量化噪聲成形。例如，一個二階Σ-Δ調製器在每兩倍的過採樣率下可改善SNR 15dB。圖2顯示了Σ-Δ調製器的階數、過採樣率和能夠獲得的SNR三者之間的關係。
圖2 SNR與過採樣率的關係
3. 數字濾波和抽取
Σ-Δ調製器以採樣速率輸出1bit數據流，頻率可高達MHz量級。數字濾波和抽取的目的是從該數據流中提取出有用的信息，並將數據速率降低到可用的水平。
Σ-ΔADC中的數字濾波器對1bit數據流求平均，移去帶外量化噪聲並改善ADC的解析度。數字濾波器決定了信號帶寬、建立時間和阻帶抑制。
Σ-Δ轉換器中廣泛採用的濾波器拓撲是SINC3，一種具有低通特性的濾波器。這種濾波器的一個主要優點是具有陷波特性，可以將陷波點設在和電力線相同的頻率，抑制其幹擾。陷波點直接相關於輸出數據速率（轉換時間的倒數）。SINC3濾波器的建立時間三倍於轉換時間。例如，陷波點設在60Hz時（60Hz數據速率），建立時間為3/60Hz=50ms。有些應用要求更快的建立時間，而對解析度的要求較低。對於這些應用，新型ADC諸如MAX1400系列允許用戶選擇濾波器類型SINC1或SINC3。SINC1濾波器的建立時間只有一個數據周期，對於前面的舉例則為1/60Hz=16.7ms。由於帶寬被輸出數字濾波器降低，輸出數據速率可低於原始採樣速率，但仍滿足Nyquist定律。這可通過保留某些採樣而丟棄其餘採樣來實現，這個過程就是所謂的按M因子"抽取"。M因子為抽取比例，可以是任何整數值。在選擇抽取因子時應該使輸出數據速率高於兩倍的信號帶寬。這樣，如果以fs的頻率對輸入信號採樣，濾波後的輸出數據速率可降低至fs /M，而不會丟失任何信息。
二、MAXIM的新型Σ-ΔADC
新型高集成度Σ-ΔADC正在得到越來越廣泛的應用，這種ADC只需極少外接元件就可直接處理微弱信號。MAX1402便是這種新一代ADC的一個範例，大多數信號處理功能已被集成於晶片內部，可視為一個片上系統，如圖3所示。該器件在480sps工作速率下可提供16bit精度，4800sps時精度達12bit，工作模式下僅消耗250μA的電流，掉電模式僅消耗2μA。信號通道包含一個靈活的輸入多路復用器，可被設置為3路全差分信號或5路偽差分信號、2個斬波放大器，1個可編程PGA（增益從1"128）、1個用於消除系統偏移的粗調DAC和1個二階Σ-Δ調製器。調製器產生的1bit數據流被送往一個集成的數字濾波器進行精處理（配置為SINC1或SINC3）。轉換結果可通過SPITM/QSPITM兼容的三線串行接口讀取。另外，該晶片還包含有2個全差分輸入通道，用於系統校準（失調和增益）；2個匹配的200μA電流源，用於傳感器激勵（例如可用於3線/4線RTD）；2個"泵出"電流，用於檢測選定傳感器的完整性。通過串行接口訪問器件內部的8個片內寄存器，可對器件的工作模式進行編程。輸入通道可以在外部命令的控制下進行採樣或者連續採樣，通過SCAN控制位設定，轉換結果中附加有3bit"通道標識"位，用來確定輸入通道。
圖3 MAX1402原理框圖
兩個附加的校準通道CALOFF和CALGAIN可用來校準測量系統。此時可將CALOFF輸入連接到地，將CALGAIN輸入連接到參考電壓。對上述通道的測量結果求取平均後可用來對測量結果進行校準。
三、Σ-ΔADC的應用
1. 熱電偶測量及冷端補償
如圖4所示，在本應用中，MAX1402工作在緩衝方式，以便允許在前端採用比較大的去耦電容（用來消除熱電偶引線拾取的噪聲）。為適應輸入緩衝器的共模範圍，採用參考電壓對AIN2輸入加以偏置。在使用熱電偶測溫時，要獲得精確的測量結果，必須進行冷端補償。熱電偶輸出電壓可表示為
V=α(t1-tref)
其中α是與熱電偶材料有關的Seebeck常數，t1是待測溫度，tref是接線盒處的溫度。為了對tref造成的誤差進行補償，可以在熱電偶輸出端採用二極體補償；也可以測出接線盒處的溫度，然後用軟體進行補償。在本例中，差分輸入通道AIN3、AIN4被用來測量P-N結的溫度（用內部200μA電流源加以偏置）。
圖4 熱電偶測量及冷端補償
2.3線和4線RTD測量
鉑電阻溫度傳感器（RTD）被許多需要測量溫度的應用所優選，因為它們具有優異的精度和互換性。一個在0℃時具有100Ω電阻的RTD，到+266℃時電阻會達到200Ω，靈敏度非常低，約為ΔR/Δt=100Ω/266℃。200μA的激勵電流在0℃時可產生20mV輸出，+266℃時輸出40mV。MAX1402可直接處理這種低電平的信號。
根據不同應用，引線電阻對於測量精度會產生不同程度的影響。一般來講，如果RTD靠近轉換器，採用最簡單的兩線結構即可；而當RTD比較遠時，引線電阻會疊加入RTD阻抗，並給測量結果引入顯著誤差。這種情況通常採用3線或4線RTD配置，如圖5所示。
圖5 3線和4線RTD測量
MAX1402內部兩個匹配的200μA電流源可用來補償3線或4線RTD配置中引線電阻造成的誤差。在3線配置中，兩個匹配的200μA電流源分別流過RL1和RL2，這樣，AIN1和AIN2端的差分電壓將不受引線電阻的影響。這種補償方法成立的前提是兩條引線材質相同，並具有相同的長度，還要求兩個電流源的溫度係數精確匹配（MAX1402為5×10-6/℃）。4線配置中引線電阻將不會引入任何誤差，因為在連接到AIN1和AIN2的測量引線中基本上沒有電流流過。在此配置中，電流源OUT1被用來激勵RTD傳感器，電流源OUT2被用來產生參考電壓。在這種比例型配置中，RTD的溫漂誤差（由RTD激勵電流的溫漂引起）被參考電壓的漂移補償。
3. 智能4"20mA變送器
老式的4"20mA變送器採用一個現場安裝的敏感元件感測一些物理信息，例如壓力或溫度等，然後產生一個正比於待測物理量的電流，電流的變化範圍標準化為4"20mA。電流環具有很多優點：測量信號對於噪聲不敏感；可以方便地進行遠端供電。第二代4"20mA變送器在遠端進行一些信號處理，通常採用微控制器和數據轉換器，如圖6所示。這種變送器首先將信號數位化，然後採用微控制器內置的算法進行處理，對增益和零點進行標準化，對傳感器進行線性化，最後再將信號轉換到模擬域，作為一個標準電流通過環路傳送。第三代4"20mA變送器被稱為"靈巧且智能"，實際上是在前述功能的基礎上增加了數字通信（和傳統的4"20mA信號共用同一條雙絞線）。利用通信信道可以傳送一些控制和診斷信號。MAX1402這樣的低功耗器件對於此類應用非常適合，250μA的功耗可以為變送器中的其餘電路節省出可觀的功率。智能變送器所採用的通信標準是Hart協議。這是一種基於Bell 202電信標準的通信協議，工作於頻移鍵控方式（FSK）。數位訊號由兩種頻率組成：1200Hz和2200Hz，分別對應於數碼1和0。兩種頻率的正弦波疊加在直流模擬信號上，通過同一條電纜同時傳送。因為FSK信號的平均值總是零，因此4"20mA模擬信號不會受到影響。在不幹擾模擬信號的前提下，數字通信信號具有每秒更新2"3個數據的響應速度。通信所需的最小環路阻抗是23Ω。
圖6 智能4"20mA變送器
小結
在高集成度調理系統出現之前，過程控制通常採用多個獨立的晶片實現信號調理和處理。Σ-Δ技術降低了這部分電路的成本、空間需求和功率需求（事實上多數應用只需要+3V/+5V單電源）。這種特性尤其適合於電池供電的便攜系統。元件數量的降低同時還改善了系統的可靠性。