基於三電平LLC諧振型變換器在新能源汽車充電機的設計研究*

　　孫姣梅，唐緒偉，唐晨光（懷化職業技術學院，湖南 懷化 418099）

本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/202006/414837.htm

　　摘 要：車載充電機是新能源汽車動力單元的核心部位，又是與電網電壓相接的設備，高效、高功率因數、小體積是其必須具備的功能，為了實現高效率和寬輸出電壓範圍調節，DC/DC變換採用半橋三電平LLC諧振雙向直流變換器拓撲電路，以提高充電機的效率和功率因數，通過描述其工作原理與特性設計元件參數與選型，並通過仿真驗證高功率、寬電壓範圍輸出的可行性。

　　關鍵詞：寬電壓範圍輸出；半橋三電平LLC諧振變換器；元件參數

　　0 引言

　　新能源汽車的推廣關鍵環節——電動汽車充電機成為其發展的瓶頸，如何快速高效地為電動汽車充電、解決汽車的續航裡程，是提升電動汽車快速發展的重中之重。在能源緊缺的環境下，設計一款節能、高效、大功率密度的充電機是電動汽車行業的最大挑戰。

　　為了提高整機的效率和大功率的設計要求，本設計研究在文獻^[1-2]中提出前級採用三相六開關的PFC拓撲電路，以提高功率因數，為後級的DC/DC變換器提供穩定在700 V的輸入電壓，半橋三電平LLC諧振變換器實現輸出280~400 V的寬範圍電壓，是本充電機的核心部位。

　　其既能滿足高電壓大功率，又能實現高頻軟開關技術，以降低變換器開關管的損耗。半橋三電平LLC諧振拓撲電路具有高輸入電壓、高功率、寬範圍輸出電壓^[3]，將其應用在新能源汽車的充電機中有很好的應用前景，在闡述工作原理與特性時，給出了設計思路與參數設計及選型仿真驗證400~800 V輸入、10 kW輸出實驗的可行性和實用性。根據充電機所處環境及性能要求，確定其性能指標是：額定輸入相電壓：220 ±10% V；輸出功率：10 kW；輸出電流：20 A；輸出電壓範圍：280~400 V；滿載效率：≥ 0.98 ；輸出電壓紋波範圍： ±2% 。

　　1 新型半橋三電平LLC諧振雙向DC/DC變換器

　　1.1 半橋三電平LLC諧振雙向直流變換器的結構拓撲

　　半橋三電平LLC諧振直流變換器是將一種直流電變換成另外一種直流電的方法，隨著對直流變換器的技術研究，直流變換器逐漸向軟開關、多電平、高頻化、高功率密度發展。半橋三電平LLC諧振直流變換器的電路如圖1所示。Vin為前級BoostPFC拓撲電路輸出的700 V直流電壓，Cin1與Cin2為容量很大且容值相等的輸入電容，S1、S2為三電平變換器的上橋臂開關管，S3、S4為三電平變換器的下橋臂開關管，當開關管處於關斷狀態時，兩端承受的電壓為直流母線輸入電壓的一半，D1、D2為中點鉗位二極體，把A、B兩點間的鉗位為三種狀態，三電平由此而得。VD1~VD4為開關管的體二極體，高頻變壓器具有電氣隔離與電壓轉換作用，在軟開關狀態下減少開關損耗，保證充電機在高效下提高工作頻率，有利於減小充電機的體積。Cr、Lr、Lm為一次側的諧振網絡，Ln為輔助電感，正向運行時不參與諧振，輔助一次側開關管實現ZVS。Lm採用磁集成技術為高頻變壓器的漏感，同樣可以減小充電機的體積。二次側半橋三電平橋拓撲關於LLC諧振腔與一次側完全對稱，Lm為反向運行時的輔助電感，實現二次側開關管的軟開關條件。半橋三電平LLC諧振變換器輸入/輸出電壓的關係：，D為佔空比， ，K是變壓器的變比。只要控制D、K就可以調節輸出電壓。本拓撲電路為了更好地實現軟開關，採用分時開通和關斷同橋臂原理，即S1、S4先關斷為超前管，S2、S3後關斷為滯後管。

　　1.2 頻域分析

　　正向運行時，輔助電感Ln被諧振網絡輸入端鉗位，不參與諧振，存在2個諧振頻率：fr為串聯諧振頻率， 三元件串並聯諧振頻率

　　當fs > fr時，工作波形如圖2（a）所示，輔助電感Ln、Lm被橋臂電壓V_AB、V_CD鉗位，不參與諧振，正負半周期交接處，由於諧振電流續流，一次側開關管實現ZVS，二次側始終有電流，體二極體整流為硬開關，無法實現ZCS而造成損耗。

　　當fm = fr時，工作波形如圖2（b）所示，諧振電流為正弦波，Ln、Lm都不參與諧振，一次側開關管能實現ZVS，二次側電流自然續流到0，體二極體能實現ZCS。

　　當fm < fs < fr時，工作波形如圖2（c）所示，由於開關頻率fs小於諧振頻率fr，完成串聯諧振的半周期後，諧振電流iLr 與勵磁電流i_Lm 相等，輔助電感參與諧振，一次側開關管實現ZVS，二次側體二極體電流斷續，也可以實現ZCS^[5-6]。現以fm < fs < fr區域對半橋三電平LLC諧振雙向DC/DC變換器的工作狀態描述如下。

　　1.3 ZVS半橋三電平LLC諧振直流變換器的原理

　　文獻[7]中介紹了兩種控制方式，本設計採用第二種同橋臂分時開關，即S1、S4先關斷，S2、S3後關斷。

　　變換器工作波形圖如圖2所示。

　　模態1：t0時刻，S1、S2開通，體二極體VD5、VD6導通，勵磁電感兩端的電壓為nVo，勵磁電流直線上升， i_Lr 呈正弦形式上升，Lr、Cr參與諧振。

　　模態2：t1時刻， i_Lr = i_Lm ，體二極體VD5、VD6電流為0，實現ZCS，勵磁電感不再鉗位，三元件參與諧振，由於Lm>>Lr，此過程時間很短， i_Lr 保持不變。

　　模態3：t2時刻，S1關斷，諧振電流i_Lr 給C1充電，C4放電， V_AB =1/2 Vin，由於C1兩端電壓不能突變，使S1實現ZVS。

　　C1充電迴路：

　　Cin1上→C1→S2→ Lr → Lm→Cr → B→Cin1下；

　　C4放電迴路：

　　C4→C3→ A→ Lr → Lm→Cr → B→Cin1下 ，C4放電其兩端電壓逐漸下降。

　　模態4：t3時刻，C1兩端電壓升至1/2Vin ，D1導通使兩端電壓鉗位為1 2Vin ，C4兩端電壓下降為0。i_Lr 的續流迴路：A→ Lr → Lm→Cr → D1→S2→ A。

　　模態5 ： t 4 時刻， S 2 關斷， i_Lr 給C 2 充電，同理使S 2 實現Z V S ， 對C 3 放電， 體二極體V D 4 導通。C 3 放電迴路：C3→ A→ Lr → Lm→Cr → B→Cin2←VD4→ C3 ，C3兩端電壓逐漸下降，A點電位變為−1/2Vin ，變壓器兩端產生負壓，使體二極體VD7、VD8導通，Lm再次被鉗位。

　　模態6 ： t 5 時刻， C 2 兩端電壓上升到1/2Vin ， C 3 兩端電壓下降為0 ， V D 3 開通， iLr 的續流迴路：A→ Lr → Lm→Cr → B→Cin2→VD4→VD3→ A，把能量回送給輸入側。由於此時VD3、VD4導通，S1、S2關斷，在下一時刻就實現開關管S3、S4的ZVS^[8-9]。

　　2 增益特性分析與優化設計

　　2.1 基波分析法分析總增益

　　具有諧振網絡的諧振型直流變換器，通過改變開關管的頻率來調節諧振網絡的增益，是非線性的，由於諧振型直流變換器的諧振網絡對輸入信號中的頻率高低比諧振點附近更加明顯，所以增益特性主要考慮基波分量，高次諧波可以忽略。令Mi為一次側逆變橋的電壓增益，M為諧振網絡的電壓增益，Mr為二次側逆變橋的電壓增益，則

　　其中， G_D 為基波電壓增益， G_i 為變換器移相控制時的電壓增益。

　　諧振網絡的電壓增益

　　二次側整流橋的電壓增益為：

　　Gf 為調頻控制時的電壓增益， Gr 為整流橋的基波電壓增益，則變換器總的增益為：

　　從波形圖2可知，VAB是一個接近矩形的方波，由一系列的諧波分量疊加，V t AB( ) 的傅立葉級數展開式為：

　　基波分量為：

　　則有效值為：

　　而變換器逆變橋的基波增益所以最後的總增益為：

　　由此可知，半橋三電平LLC諧振雙向直流變換器的總增益只與變換器的變比n、調頻模式下的電壓增益G_f及調壓控制模式的電壓增益GD有關，而變比是固定不變的。而

　　由此可見，LLC諧振變換器的電壓增益只跟諧振電感與勵磁電感的比K（Lm/Lr）、品質因數Q、歸一化開關頻率fn有關，當開關頻率與諧振頻率相等時，G_f =1 。要實現軟開關就要先確定K、Q值。

　　2.2 K 、Q選值有效區域及 LLC諧振腔參數

　　半橋三電平變換器的諧振腔參數設計包含諧振電感Lr、勵磁電感Lm、諧振電容Cr^[7]，這三者又決定品質因數Q和電感比K（Lm Lr）的大小，因此LLC諧振腔的參數設計實際就是對K和Q的選擇。對於DC/DC變換器，必須達到以下指標：全負載範圍內實現一次側開關管的ZVS開通，二次側的體二極體的ZCS關斷；寬電壓範圍調節輸出電壓。

　　設變壓器額定電壓輸出時，諧振電壓增益為1時，變壓器變比：

　　則諧振腔最大、最小電壓增益：

　　諧振腔的等效電阻Req為：

　　根據電氣參數計算可以得到變壓器變比n、諧振腔的最大最小電壓增益G_f 和Req的值。只有確保額定輸出電壓處於LLC諧振腔的最佳工作點，才能保證全負載範圍內通過調頻方式控制最大最小電壓增益，從而實現軟開關。從圖3可知，K值越小，增益曲線電壓調節範圍越大，所以從電壓增益調節角度考慮，K值越小越好。但K值又不能太小，K值減小時，Lm減小，Lm減小就會增加系統的通態損耗，降低了效率，所以K取值範圍為：

　　其中，R_on為通態時的等效電阻，td為死區時間。

　　同時，品質因數Q值越小，電壓調節範圍越寬，在較窄的開關頻率範圍內，能實現變換器的寬電壓調節。Q值取值範圍：

　　確定K、Q值後，可以確定諧振電容Cr和諧振電感Lr的值：

　　勵磁電感：Lm = K ⋅ Lr

　　根據K值的電壓增益圖，結合其性能指標的電氣特性，確定K=4，Lm=60，Gmax=1.5，得到諧振電感為15 mH，勵磁電感60 mH，輔助電感60 mH，諧振電容0.25 μF。

　　2.3 高頻變壓器的參數設計

　　高頻變壓器是半橋三電平諧振雙向直流變換器的核心器件，其參數影響變換器的效率、電磁幹擾及發熱情況，選型方面應考慮變壓器的磁芯材料、形狀、溫升以及表面熱輻射。

　　由上面分析可知，匝數比n越大時，A、B兩點的有效值就越小，變換器一次側的電流承受越小，二次側體二極體電壓應力就越大；若n越小時，佔空比又容易消失，所以選擇匝數比必須在輸入電壓最低時，輸出能滿足實際需求。因此，確定佔空比最大有效值為Deff = 0.8 ，二次側電壓有效值：

　　其中，Vo為輸出值400 V，V_DR為體二極體的導通壓降1 V。一次側電壓有效值為Vp=350 V。經分析變壓器的變比為：

　　採用面積乘積法（AP法）計算變壓器的磁芯，

　　Ae跟磁芯的最大功率和磁芯的有效面積有關，Aw與繞組間的空間和磁芯窗口面積有關。在磁芯空間允許範圍內，AP值越小越好。變壓器總的視在功率P_T：

　　取窗口使用係數k_o = 0.45 ，最大磁通密度B_W = 0.8 ，開關頻率f_s =100 kHz ，電流密度係數k _j = 400, 磁芯結構係數X=-0.14，得 查表可用EE50磁芯，Ae=2.66 cm²，Aw=2.53 cm²，AL=6.11 mH/N²。

　　3 實驗仿真驗證

　　在文獻[10]中提出控制方式有調頻移相和變頻burst兩種控制方案，本設計利用數位訊號處理器Tms320F28062作為連續變頻burst控制，連續變頻burst控制技術採用1個burst周期實現對輸出電壓電流調節^[5]，此方法可以實現burst連續控制，f_burst頻率最大為開關頻率fs，輸出紋波小，如圖4為不同f_burst頻率時的輸出電壓和諧振電流波形。實驗仿真如圖4所示。

　　狀態1：當f_burst=100 kHz, fs=100 kHz,D=0.4 時，此時，輸出電壓為200 V，紋波電壓ΔUo =1.5 V，波形如圖4（a）所示為諧振電流iLr 與S3漏極源極間電壓uds波形。在Uds下降為0時， iLr 雖然大於0，但S3實現零電壓開通。

　　狀態2：f_burst=100 kHz, fs=100 kHz,D=0.4 ,U0 = 60 V，ΔU0 = 2 V，輸出電壓由200~60 V變化，調節效果顯著，S3仍可以實現零電壓開通。如圖4（b）所示。

　　4 結論

　　利用半橋三電平LLC諧振雙向直流變換器拓撲電路軟開關技術提高充電機的效率，並採用時域法和基波法對其進行分析與參數優化設計，通過變頻burst連續控制實現寬電壓範圍輸出，並經過前後級仿真演示，基本能實現功能要求，為設計高效、高功率密度、小型、輕重的車載充電機打下伏筆。

　　參考文獻：

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　　（註：本文來源於科技期刊《電子產品世界》2020年第07期第52頁，歡迎您寫論文時引用，並註明出處。）