三電平逆變器IGBT驅動電路電磁兼容研究

摘要：分析了三電平逆變器系統中IGBT驅動電路的主要幹擾源及耦合途徑，在此基礎上對lGBT驅動電路EMC設計的一些問題進行了研究，重點討論了光纖傳輸信號、輔助電源設計、瞬態噪聲抑制以及PCB的抗幹擾設計等問題，並給出了設計方案。
關鍵詞：三電平逆變器；IGBT驅動電路；電磁幹擾；電磁兼容

0 引言
近年來，二極體箝位型三電平逆變器在高壓大功率場合的應用得到廣泛的研究。與普通兩電平逆變器相比，三電平逆變器改善了輸出電壓波形，降低了系統的電磁幹擾，並且可用耐壓較低的器件實現高壓輸出。電路拓撲如圖1所示。

三電平逆變器系統結構如圖2所示，主要有不控整流電路、三電平逆變器、濾波器以及驅動電路、採樣電路和DSP數字控制電路等。設計時使用了6個帶有兩路驅動信號輸出的IGBT驅動電路。
從系統結構圖可以看到，IGBT的驅動電路連接著數字控制電路與逆變器主功率電路，是逆變器能否正常工作的關鍵所在。由於驅動電路靠近IGBT器件，而且其中強電信號與弱電信號共存，可能受到的電磁幹擾更為嚴重，因而IGBT驅動電路的EMC設計也是影響著整個逆變器系統工作性能的關鍵問題。本文將分析三電平逆變器系統中會對IGBT驅動電路產生影響的主要幹擾源及耦合途徑，並重點討論IGBT驅動電路的EMC設計。

1 幹擾源及耦合途徑
對IGBT驅動電路進行EMC設計，必須首先考慮三電平逆變器整個系統可能存在的幹擾源及幹擾噪聲的耦合途徑。
1.1 功率半導體器件的開關噪聲
由圖2所示的逆變器系統結構圖可以看到，電網電壓經過三相不控整流電路後輸入三電平逆變器，經過逆變電路和濾波電路後為負載供電。不控整流電路中的功率二極體及逆變器電路中器件(IGBT)在開關過程中均存在較高的di/dt，可能通過線路或元器件的寄生電感引起瞬態電磁噪聲。由於器件的功率容量很大，造成的開關噪聲是整個系統中最主要的幹擾源，對IGBT驅動電路工作的穩定性有著重要影響。
1.1.l 功率二極體的開關噪聲
功率二極體開通時，電流迅速增加，電壓也會出現一個快速的上衝，會導致一個寬帶的電磁噪聲；二極體在關斷時會有一個反向恢復電流脈衝，由於其幅度及di/dt都很大，在電路的寄生電感作用下會產生很高的感應電壓，造成較強的瞬態電磁噪聲。由於功率二極體應用在三相不控整流電路中，輸入電壓較高，開關過程中的電磁噪聲對系統其他部分的影響會更為嚴重。
IGBT驅動電路及DSP控制電路中的輔助電源是高頻開關電源，其中使用了較多快恢復二極體構成整流電路，而快恢復二極體的反向恢復時間通常在納秒量級，因此它們通過引線電感造成的瞬態電磁噪聲也是不可忽視的。
1.1.2 IGBT的開關噪聲
IGBT屬於多子與少子的混合器件，開關速度較快，所以開關過程中其電流變化造成的瞬態電磁噪聲會更為嚴重。三電平逆變器的主功率電路要用到12隻IGBT器件，並且工作在高壓、高頻、大電流的場合，開關過程中產生的電磁噪聲也是整個系統主要的幹擾源。
1.2 整流電路造成的諧波幹擾
電網電壓經過不控整流電路後輸人逆變器部分，由於功率二極體的開通與關斷，三相不控整流電路在工作過程中將會產生較大的諧波幹擾及電磁噪聲，上一節已經對此進行了分析；另外，不控整流電路會產生諧波幹擾，由於整流電路與電網直接相連，它本身及後級電路產生的幹擾將會通過整流電路以傳導形式引人電網，對連接在同一電網的其它設備造成幹擾。
1.3 電位浮動產生的幹擾
逆變器在工作過程中，IGBT的發射極電位是浮動的，而且不同開關管電位相差很大，以圖1電路A相為例說明：當上橋臂IGBT管Sa1和Sa2開通時，A相輸出為+Vdc，IGBT的發射極電位也是+Vdc；同理，下橋臂IGBTSa3和Sa4開通時，IGBT的發射極電位為0，中間兩管Sa2和Sa3開通時，發射極電位為+Vdc/2。
IGBT門極驅動信號的參考電位取在IGBT的發射級E端，這便要求驅動電路要與功率電路直接相連，從而驅動電路的電源電位也會隨IGBT的電位變化而變化。在逆變器工作過程中，這種頻繁的大幅度電位變化將會對驅動電路產生較大的電磁幹擾，尤其是同一塊驅動板上的兩路驅動信號之間會互相干擾，影響電路的正常工作。
1.4 電磁噪聲的耦合途徑
電磁噪聲的耦合途徑有傳導和輻射兩種方式，在本逆變器系統中主要是傳導耦合方式，即電磁噪聲的能量在電路中以電壓或電流的形式，通過導線及其他元件(如變壓器)耦合至被幹擾電路。本文主要考慮會對IGBT驅動電路造成影響的噪聲傳導耦合。
1.4.1 直接傳導耦合
直接傳導耦合是本系統中電磁噪聲最主要的耦合方式。由於電路導線中存在著漏電阻及寄生電感、寄生電容等，在進行EMC設計時必須考慮導線的等效阻抗造成的影響。
在本系統中IGBT器件工作在高頻狀態下，通過導線寄生電感產生的瞬態電壓可能會對IGBT造成損壞，也會對驅動電路產生嚴重影響。另外，IGBT驅動電路的輔助電源使用了高頻開關電源，電源產生的電磁噪聲也會通過直接傳導耦合的方式影響IGBT的驅動信號。
1.4.2 公共阻抗耦合
三電平逆變器是一個複雜的系統，主功率電路、IGBT驅動電路、控制電路及輔助電源之間都可能存在著公共阻抗，幹擾源產生的電磁噪聲會通過公共地阻抗耦合或公共電源阻抗耦合的方式影響被幹擾電路。
就IGBT驅動電路而言，本系統使用了6塊兩路輸出的驅動電路，每塊驅動電路板上都有板載輔助電源。如果輔助電源的隔離、接地等方面設計不當，電磁噪聲便可能通過輔助電源公共阻抗傳導；各驅動電路之間，尤其是同一塊驅動板上兩路的幹擾信號會相互影響，破壞電路正常的驅動信號。

2 驅動電路的EMC設計
IGBT驅動電路採用集成驅動模塊M57962L，在抗幹擾方面，它有以下優點：
(1)內部具有高速光耦，將脈衝控制信號與驅動電路內部隔離，這樣數字控制電路與驅動電路實現了電氣隔離，可以防止因電氣耦合產生的幹擾；
(2)柵極驅動採用雙極性控制電壓，使用負的柵極電壓可以獲得較高的抗幹擾性。
圖3是IGBT驅動電路示意圖，驅動電路的控制、反饋信號均採用光纖傳輸，HFBR-1522/2522為光信號發送、接受器；Von/Voff為板載輔助電源。本文將從以下幾方面進一步分析驅動電路的電磁兼容設計。

2.1 信號的光纖傳輸
PWM信號在傳輸過程中，若傳輸線較長，強電脈衝會通過傳輸線的分布電容和分布電感對PWM信號產生幹擾。如果信號受到幹擾或延時太大，則主電路中IGBT就無法正確地開通或關斷，有可能會造成短路而損壞器件，信號傳輸的抗幹擾設計是lGBT驅動電路所要考慮的重點問題。
在本系統中，數字控制系統與驅動電路之間使用光纖傳輸信號，可以有效解決PWM信號傳輸的抗幹擾問題。光纖傳輸信號的原理如圖4所示。

可以看到，光纖連接的發射和接收電路之間通過光信號傳輸，沒有直接的電氣連接，能夠精確傳送PWM控制信號。光纖傳輸信號不僅解決了功率電路和控制電路之間的強弱電隔離，使電磁幹擾降到了最低，而且能夠減小延時，實現信號的遠距離傳送。
2.2 輔助電源的抗幹擾設計
每一塊驅動電路板上需要輔助電源提供兩種不同的電平信號，即驅動晶片M57962L所需的+15.8V/-8.2V，分別為所要驅動的IGBT提供正負偏壓信號，另外還需為驅動板上的其它輔助電路提供+5V電源，如光纖接收/發送器、鎖存器、光耦合器等。輔助電源沒計使用24V直流輸入，經過半橋逆變電路模塊後輸出高頻方波電壓，再通過變壓器隔離、升壓、濾波後輸出所需的電壓信號。
由本文1.1和l.4節的分析可以看到，驅動電路的板載輔助電源不僅會產生幹擾信號，而且設計不當會成為電磁噪聲的主要耦合途徑，影響驅動信號的準確性，從而導致整個逆變器系統的故障。因此，輔助電源的抗幹擾設計也是IGBT驅動電路的重要問題。針對上文的分析，板載輔助電源的設計主要考慮以下幾點。
2.2.1 隔離電源
驅動電路要接於逆變器的主功率部分，如圖3所示，其中G點為IGBT門極驅動信號輸入端；E點為IGBT發射極，與輔助電源的地電位相連，為驅動信號提供參考電位。本文l.3節已經分析過，由於逆變器在工作過程中IGBT的發射極電位(即E點電位)是浮動的，如果不使用隔離電源的話，E點電位的大幅度變化必然會通過輔助電源迴路引起電源輸入端的電位變化，導致電源的損壞。因此，在高壓、大功率的應用場合中，驅動電路中輔助電源的隔離是尤為重要的。在本系統驅動電路的輔助電源沒計中，24V直流輸入電壓經過半橋逆變電路後通過變壓器進行隔離，可以解決這一問題。
2.2.2 多路獨立電源
如前所述，驅動電路板上需要為驅動晶片M57962L和其它電路提供兩種不同的電平信號。為驅動晶片供電的電源，將與逆變器的主功率電路相接；而另一路5V電源，為驅動電路的弱電部分如鎖存器、門電路等供電。為了防止強弱信號互相干擾，這兩路信號必須由兩路獨立的隔離電源分別提供，而不能使用相同的參考點作為接地點。
另外，每塊驅動板沒計有兩路驅動信號輸出，這兩路信號的驅動晶片也必須使用不同的兩路隔離電源分別供電。如前文所分析，驅動電路電位會隨IGBT發射極電位而變化，開通與關斷過程中發射極電壓的變化有千伏以上；不同的lGBT管電位差也會有幾百到上千伏，驅動電路的電源必須使用隔離電源分別提供。因此，每塊驅動電路板上將會有三路獨立的隔離電源，分別為兩個IGBT驅動晶片及其他部分的電路提供相應的電壓信號。
2.2.3 使用共模扼流圈
輔助電源的穩定性對驅動電路信號的準確性的影響也至關重要。在本系統中，各路輔助電源的參考電位會有大幅度的頻繁變化，雖然各路電源均為獨立的隔離電源，但考慮到寄生參數的影響，會造成相互之間的電磁幹擾。此外，開關管產生的高頻共模噪聲也會對輔助電源產生影響。
在設計中，每路隔離電源中都加人了共模扼流圈，即圖5中的T。共模扼流圈對高頻共模噪聲信號而言為高阻抗性質，從而可有效抑制共模噪聲對電路的影響，保證電源輸出電壓的穩定性。

2.2.4 濾波電路
除使用共模扼流圈之外，輔助電源還採取了其它的濾波措施。如圖5所示，在整流電路及共模扼流圈後端，分別加入了100μF的電解電容和0.lμF的瓷片電容，可有效吸收整流電路產生的高次諧波及尖峰電壓。電路的後端接有三端穩壓電路模塊，保證輸出電壓的穩定性；在穩壓電路後端也並聯了電解電容與瓷片電容進行濾波，減小輸出電壓紋波，保證輔助電源的高質量輸出。
另外，在靠近各晶片電源輸入端的位置，都分別並聯了O.1μF瓷片電容作為去耦電容，抑制高頻耦合噪聲的幹擾。
2.3 瞬態噪聲抑制
在IGBT的開關過程中，可能會產生很高的di/dt噪聲，在門極寄生電感上引起Ldi/dt電壓，造成門極的浪湧電壓。這種瞬態電壓可能會遠遠大於IGBT所能承受的門極驅動電壓，對器件造成損壞。
為了控制門極浪湧電壓，通常將門極電壓箝位在門極電阻的一端。在沒計中，本電路利用一對擊穿電壓為17V的齊納二極體背靠背接於IGBT的門極端和發射極端，如圖3所示；連接位置儘可能地接近IGBT的門極和發射極，以達到良好的抑制效果。
驅動晶片的腳1為過壓檢測端，連接與IGBT的集電極C，當檢測到C端電壓過高時對電路進行保護。腳1也可能受到瞬態噪聲幹擾影響導致電壓過高損壞晶片，同樣，可以使用擊穿電壓為30V的齊納二極體進行保護。
2.4 PCB的抗幹擾設計
PCB的布局、布線也會對驅動電路的抗幹擾性有很大影響，對於本驅動電路而言，要注意以下幾點。
2.4.1 電路布局
每塊驅動板上的兩路驅動信號用於驅動同一橋臂的兩個IGBT，相互之間有著很大的電位差，這便要求這兩路信號之間要有足夠的絕緣等級。另外，由於驅動電路中同時存在著強電信號和弱電信號，在PCB布局時應注意不同信號相互分開，並要有一定距離，以避免強弱信號相互耦合，幹擾增加。
綜合考慮了驅動板的尺寸、抗幹擾性等因素後，PCR布局如圖6所示：左半部分主要為弱電部分，有各種數字電路等；右半部分為兩路驅動電路A、B及各自的輔助電源，與逆變器的功率電路相連。可以看到，驅動電路部分與數字部分有一定的距離，驅動電路A、B之間也有足夠的距離，以保證達到電路所要求的絕緣等級。

2.4.2 布線問題
PCB在布線時也應考慮抗幹擾設計。對本驅動電路而言，首先應考慮電源線和地線要有足夠的寬度以適應較大的電流流過，可能的地方可以鋪銅以增強抗幹擾性；所有的連接線尤其是高頻信號線(如控制信號輸入端)應儘可能的短，以減少奇生電感；此外應注意布線時儘量減少環路面積，以抑制電源的輻射幹擾。
2.5 驅動波形
IGBT正常工作狀態下產生的驅動波形如圖7所示，其中CHl為輸入控制信號波形，CH2為輸出驅動信號波形。當控制信號為低電平時，驅動電路產生15V左右的電壓信號，可以有效地驅動IGBT的門極使其開通；當驅動信號為高電平時，驅動電路產生8V左右的負電壓，可以使IGBT有效關斷。

驅動電路的過流保護功能如圖8所示，當控制信號為低電平時，驅動電路輸出高電平使IGBT開通；而電路過流時，驅動電路檢測到IGBT的Vce過壓，通過M57962L內部電路將門極電壓軟關斷，避免電壓過衝造成器件的損壞。這樣可以在電路發生過流時關斷開關器件，有效保護整個逆變器系統。

3 結語
本文分析了三電平逆變器系統中存在的主要幹擾源及耦合途徑，並重點分析了這些幹擾對於用於逆變器中的IGBT驅動電路會造成的影響；通過這些分析，提出了IGBT驅動電路在進行EMC設計時應注意的一些問題，具體討論了光纖傳輸信號、輔助電源設計、瞬態噪聲抑制以及PCB的抗幹擾設計等問題，採取相應的措施之後驅動電路的抗幹擾性能有了較大的改善。

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