過去，RF研發人員在高性能接收器設計中使用無源下變頻混頻器取得了較好的整體線性指標和雜散指標。但在這些設計中使用分立的無源混頻器也存在一些缺點。
為了達到接收器整體噪聲係數的指標要求，需要在射頻(RF)增益級或中頻(IF)增益級補償無源混頻器的插入損耗。與集成混頻器相比，使用無源混頻器時，用戶不僅要考慮其輸入三階截點(IIP3)，還要考慮輸出三階截點(OIP3)。無源混頻器的二階線性指標一般都比集成平衡混頻器的差，而該指標在考慮接收器的半中頻雜散性能時非常重要。由於混頻器的線性度與本振驅動電平直接相關，所以必須產生相當大的本振注入，然後通過PCB布線饋入無源混頻器的本振埠。此外，還需要外部RF放大級對這些信號進行放大，使整個設計對本振輻射和幹擾非常敏感。由於無源混頻器是一個全分立方案，成本更高、PCB尺寸更大，由於分立元件之間的偏差也會導致性能上的差異。
集成(或有源)混頻器設計可以獲得與無源混頻器相媲美的性能，因而備受歡迎。集成混頻器包含一個真正的平衡混頻器(Gilbert單元)或帶有中頻放大的無源混頻器，藉助增益補償了損耗。由於集成混頻器具有增益級，不再像無源混頻器那樣需要外部中頻放大器補償損耗。對於噪聲係數指標非常好的集成混頻器，如Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982，在混頻電路前端需要較小的RF增益，從而改善了接收器的整體線性指標。值得強調的是，如果通過在混頻器前端提高增益來改善串聯噪聲係數，也必須提高混頻器的線性度，以保持接收器的整體線性指標。Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982混頻器還包括有本振(LO)驅動電路。
Maxim的MAX9993高線性度下變頻混頻器具有圖1所示功能。
MAX9993在PCS和UMTS頻帶的指標如下：
變頻增益=8.5dB
噪聲係數=9.5dB
三階輸入截點(IIP3)=+23.5dBm
三階輸出截點(OIP3)=+32dBm
二階輸入截點(IIP2)=+60dBm
二階輸出截點(OIP2)=+68.5dBm
低本振驅動電平：0到+6dBm
兩路開關(SPDT)為GSM應用選擇LO輸入(本振開關在無切換應用重，如cdma2000，選擇固定本振信號)
圖2所示是一個無源混頻器、中頻放大器和LO放大器組成的分立方案。圖中使用了單端元件，其二階線性度與Maxim的集成混頻器相比較差。從集成RF混頻器的數據資料看，為了與Maxim的集成混頻器進行比較，RF電路設計人員必須在無源設計中考慮各個分立元件的等效串聯特性。例如，設計人員不僅要注意無源混頻器的三階輸入截點，而且要考慮它的三階輸出截點和包括中頻放大級在內的整體系統響應。此外，設計者還必須計算無源混頻器方案的等效增益和噪聲係數，並將結果與集成混頻器參數進行比較。
對每級電路都使用了以下符號：
G=變頻功率增益
NF=噪聲係數
IIP3=輸入三階截點
OIP3=輸出三階截點
參照圖2，計算中頻放大器參數，得到與MAX9993增益、噪聲係數和三階截點性能相當的整體串聯響應。假定Mini-CircuitsHJK-19MH無源混頻器用於PCS和UMTS頻帶，給定參數為：
G1=-7.5dB
NF1=7.5dB(假設)
IIP31=+29dBm
OIP31=IIP31+G1=+21.5dBm
將MAX9993的典型指標作為PCS和UMTS頻帶的典型參數：
Gsys=系統總增益=+8.5dB
NFsys=系統噪聲係數=9.5dB
IIP3sys=系統輸入三階截點=+23.5dBm
OIP3sys=系統輸出三階截點=+32dBm
所需中頻放大器增益
由下式確定中頻放大器的增益：
Gsys=8.5dB=G1+G2,由此解得G2,
G2=Gsys-G1=8.5dB-(-7.5dB)=16dB
所需中頻放大器噪聲係數
為了得到9.5dB的串聯噪聲係數，假定無源混頻器的噪聲係數等於7.5dB，使用通用的串聯噪聲係數方程可求得所要求的中頻放大器噪聲係數，其中，噪聲係數(以dB為單位)等於10×log(噪聲係數)。
NFsys=9.5dB=10×log(系統噪聲係數)
=10×log(Fsys)
=10×log(F1+(F2-1)/G1)
用下式求解NF2：
NF2=10×log((Fsys-F1)×G1+1)
=10×log((10^(9.5/10)-10^(7.5/10))×(10^(-7.5/10))+1)
=10×log((8.91-5.62)×0.18+1)
=10×log(1.59)
=2dB
所需中頻放大器三階截點
使用串聯輸入截點方程確定中頻放大器的輸入三階截。
IIP3sys(dBm)=+23.5dBm
=10×log(IIP3值)
=10×log(1/(1/10^(IIP31/10)+10^(G1/10)/10^(IIP32/10)))
求解以確定中頻放大電路所要求的三階截點：
IIP32(dBm)=10×log(10^(G1/10)×(1/(1/10^(IIP3sys/10)-1/10^(IIP31/10))))
=10×log(10^(-7.5/10)×(1/(1/10^(23.5/10)-1/10^(29/10))))
=17.5dBm
由可得到放大器的輸出三階截點如下：
OIP32(dBm)=OIP32+G2
=+17.5dBm+16dB
=+33.5dBm
串聯結果
圖3總結了等效的串聯參數：
由計算所得的中頻放大器參數可知，要找到一個具有16dB增益和2dB噪聲係數的中頻放大器非常困難，而且使用該分立方案不能達到MAX9993所具備的二階線性指標。另外，還至少需要一個或兩個外部本振放大器，以產生Mini-CircuitsHJK-19MH混頻器所要求的+13dBm本振驅動電平。
設計接收機時，設計人員在選擇集成混頻器方案時會顧及到計算分立方案的等效串聯指標，而後將其與Maxim的集成混頻器比較。本文明確給出了集成混頻器方案與分立混頻器方案相比所具備的優點。比較兩種方案時，必須考慮的重要參數包括：變頻增益、噪聲係數和線性度(主要是二階和三階)。本應用筆記也給出了計算串聯參數的正確方法。
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