並聯電阻分流電感技術詳解

打開APP

並聯電阻分流電感技術詳解

發表於 2019-02-01 07:55:00

在高頻開關系統中，通過並聯電阻測量電流時，您可能會觀察到正弦波電流紋波幅值過大、方波紋波或快速轉換電流過衝或過高的高頻噪聲等問題。這些問題是由並聯的分流電感引起的，當並聯電阻值較低時，尤其是在1mΩ以下時，分流電感就變得更為明顯。

圖1：這是分流電感問題的等效電路圖。100kHz開關穩壓器的方波輸出被L1和C1濾波，使得電流紋波是正弦波。H1捕獲實際電流波形（由ROUT1探測），E1捕獲並聯電阻的精確電壓及電感（由Rout探測），就像電流檢測放大器（20V電源有助於方便地偏置和縮放以同時查看輸出波形）。

您可能遇到不正確的正弦波波紋信號幅度和波形的問題。這裡建模的一個實例中，波紋信號太大，使人懷疑整個測量的準確性。電路圖中顯示了一個神秘的三角波，在並聯電阻附近，在我對電路進行仿真時才注意到。

圖2：綠色曲線代表實際的紋波電流；黃色曲線代表並聯電阻的壓降，跟不帶輸入濾波器的電流檢測放大器輸出的信號是一樣的。請注意，三角波的幅值比正弦波大得多（源E和H被縮放，當一切正常時，它們將匹配）。

圖3：繪出了我們在應用中看到的問題。它有一個輸入濾波器，所以放大器輸出的波形是正弦的，但幅值過大。這只不過是濾波電容器太小的問題。

圖4：此應用電路圖顯示濾波器在RFILT和CFILT處的初始值不正確，產生了圖3的波形。將CFILT修正為0.3µF後將提供正確的波形和幅值，如圖5所示。

圖5：紋波有正確的濾波值。波形互相重疊。

正弦波紋波在並聯電阻有足夠的分流電感時確實會變成三角波形。放大器最初有一個正弦波輸出，因為設計人員明智地在放大器輸入處使用了一個低通濾波器，但是它沒有被正確地「調整」。在這種情況下，需要調整的有電容值，直到紋波符合正確的計算值。實際應用中的分流問題是，由於電感規格的不確定，它們不遵守規則的分析方法。您可能會在數據表中看到「0.5到5nH」這樣的標註，但是卻沒有具體的值，這就看您是否幸運了。所以您需要使用一個電流探頭，通過反覆調整電容器來確定正確的值（很明顯，如果幅值太大，就增加電容值，幅值太小的話就減小電容值）。

事實上，如果您有一個真正的電流方波，您可能可以很幸運地以同樣的方式「調出」一個過衝。一旦找到正確的濾波值，就可用於生產，甚至在不得不更換並聯電阻供應商時，它仍可能有用。構建低於1mΩ並聯電阻的方法不多。我是不是提到過，由於分流電感的影響，瞬態響應問題會隨著並聯電阻的變小（通常小於1mΩ）而變得更糟？

在輸入前完成濾波的重要性

濾波應在電流檢測IC輸入之前完成，這很重要。對沒有前端濾波的系統長期收集的數據顯示，在電流和功率值的數據圖中不明原因地偶然（但頻率已足以引起問題）出現了大的尖峰。並聯電阻的高頻響應上升，引起電流檢測前端混疊，從而產生尖峰。不管是斬波穩定放大器、delta-sigma轉換器還是平均SAR，只要是採樣系統，那麼它們都是脆弱的。與任何混疊問題一樣，正確的解決方法是在電流檢測IC輸入前進行模擬濾波。離開那些說您不需要濾波器的供應商。如果它是一個採樣系統並且您正在收集數據，您的電流檢測IC就需要一個乾淨的信號。還請記住，混疊不是唯一可能存在的問題，若是不對輸入進行濾波，高頻輸入很可能使前端過載。

最後，如果您需要進一步抑制噪音，當然可以調到更低的頻率。在輸入進入第一個放大器之前進行濾波總是有益的。大多數電流檢測IC在單極輸入處會限制實際濾波，但還是應該使用，如果需要，在放大器的輸出處還可實施更高階的濾波。

雖然本文討論的問題存在於瞬態域，但任何敏感的讀者都會意識到它可看作一個簡單的一階帶寬問題。在歐姆值極低的並聯電阻上的分流電感產生了幾百kHz的轉角頻率，有時出奇地低。無論怎樣，作為帶寬問題、時間常數問題或瞬態響應問題，最佳濾波器的時間常數都將等於並聯電阻及其電感的時間常數（或補償並聯零頻率的極點頻率）：

電流檢測IC將始終使用差分濾波器，RFILT將是兩個電阻之和。從數學的角度，最難的部分是得到一個實際的LSHUNT值。

圖6：頻率響應曲線（綠色）顯示有3nH電感的500µΩ並聯電阻的上升頻率響應，以及有一對10Ω電阻和0.3µF電容的輸入濾波器的互補響應。請注意，並聯電阻顯示出約為30kHz的轉角頻率。

打開APP閱讀更多精彩內容

聲明：本文內容及配圖由入駐作者撰寫或者入駐合作網站授權轉載。文章觀點僅代表作者本人，不代表電子發燒友網立場。文章及其配圖僅供工程師學習之用，如有內容圖片侵權或者其他問題，請聯繫本站作侵刪。 侵權投訴